CN110957935A - 一种驱动电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种驱动电源电路，该驱动电源电路包括：脉冲信号发生电路、脉冲信号放大电路和脉冲变压器隔离整流电路，脉冲信号发生电路用于产生开关频率可调的连续脉冲信号，并输出连续脉冲信号，脉冲信号放大电路用于接收连续脉冲信号，将连续脉冲信号驱动放大为交流脉冲信号，并输出交流脉冲信号，脉冲变压器隔离整流电路用于对交流脉冲信号进行调节，输出多路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号。利用滞回比较器原理输出开关频率可调的连续脉冲信号，通过1片驱动电源芯片驱动栅极驱动变压器将脉冲信号隔离整流输出多路独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，减小了电源的体积与面积，提高了驱动电源的灵活性、稳定性和可靠性。

Description

一种驱动电源电路
技术领域
本发明涉及电源电路技术领域，具体涉及一种驱动电源电路。
背景技术
目前，市面上的绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)驱动电源大多采用多路反激式开关电源供电，输出电压有波动，不稳定，所以一般会增加稳压电路，而稳压电路采用稳压二极管的稳压方式，只稳负压，因稳压二极管的击穿电流较小，电压不稳定，电压波动时表现为正压波动，且反激式变压器在设计时较困难，尤其当IGBT变频器的驱动电路需要提供多路隔离驱动电源时，若变压器设计不好，极易出现电压不稳，负载能力不高等现象。很多场合因驱动电压不稳造成IGBT损坏，进而造成机器炸机。除此之外，现有的主流的开关电源的驱动芯片开关频率固定，不可根据系统的需求灵活调节开关频率。
发明内容
因此，本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中驱动电源电路设计复杂、输出电压不稳定、无法根据系统需求调节开关频率的问题，从而提供一种简便灵活且体积小巧的驱动电源电路。
为此，本发明采用如下技术方案：
本发明第一方面提供一种驱动电源电路，包括：脉冲信号发生电路、脉冲信号放大电路和脉冲变压器隔离整流电路；脉冲信号发生电路用于产生可调的连续脉冲信号，并输出连续脉冲信号；脉冲信号放大电路用于接收连续脉冲信号，将连续脉冲信号放大为交流脉冲信号，并输出交流脉冲信号；脉冲变压器隔离整流电路用于对交流脉冲信号进行调节，输出多路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号；脉冲变压器隔离整流电路包括：至少一个栅极驱动变压器，栅极驱动变压器的初级侧设置有一个第一绕组，栅极驱动变压器的次级侧设置有第二绕组及第三绕组，第二绕组及第三绕组为圈数相同的标准绕组。
结合第一方面，在第一方面第一实施方式中，脉冲信号发生电路包括：第一电阻R1、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、运算放大器A1和第一电容C1，其中，第三电阻R3的一端与第四电阻R4的一端分别连接至电源VCC1，第三电阻R3的另一端与第一电阻R1、第六电阻R6的一端分别连接至运算放大器A1的输出端，第五电阻R5的一端与第四电阻R4、第一电阻R1的另一端连接至运算放大器A1的正相输入端，第五电阻R5的另一端接地，第一电容C1的一端与第六电阻R6的另一端分别连接至运算放大器A1反相输入端，第一电容C1的另一端接地。
结合第一方面第一实施方式，在第一方面第二实施方式中，所述运算放大器A1通过正相输入端及反相输入端的电平进行比较，调整所述第一电容C1充放电的时间，改变连续脉冲信号的占空比及开关频率，持续输出所述连续脉冲信号。
结合第一方面，在第一方面第三实施方式中，脉冲信号放大电路包括：电源驱动芯片U1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第一二极管D1、第二电容C2、第七电阻R7、第八电阻R8，第一二极管D1的阳极连接在电源驱动芯片U1的管脚VCC，第一二极管D1的阴极与第二电容C2的一端分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VB，第二电容C2的另一端与第二场效应管Q2的源极、第三场效应管Q3的漏极分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VS，第二场效应管Q2的漏极与外部电源VCC2连接，第二场效应管Q2的栅极通过第七电阻R7连接在电源驱动芯片U1的管脚HO，第三场效应管Q3的栅极通过第八电阻R8连接在电源驱动芯片U1的管脚LO，第三场效应管Q3的源极接地。其中，电源驱动芯片U1的高侧输出与输入信号同相，低侧输出与输入信号异相。
结合第一方面，在第一方面第四实施方式中，栅极驱动变压器采用变比为1:1的4250Vrms绝缘等级的栅极驱动变压器。
结合第一方面，在第一方面第五实施方式中，脉冲变压器隔离整流电路还包括：第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一稳压管Z1、第二稳压管Z2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，其中，第二绕组T12的第一副边管脚T121与第三电容C3的一端分别连接在第五二极管D5的阴极，第三电容C3的另一端与第一二极管D1的阳极分别连接在第二二极管D2的阴极，第一二极管D1的阴极与第一稳压管Z1的阴极分别连接在第一电容C1的一端作为第一正电压输出端18V-A，次级侧绕组T12的第二副边管脚T122与第一稳压管Z1的阳极、第一电容C1的另一端分别连接在第二电容C2的一端接地，第五二极管D5的阳极与第二电容C2的另一端连接作为第一负电压输出端-5V-A，次级侧绕组T13的第一副边管脚T131与第四电容C4的一端分别连接在第六二极管D6的阴极，第四电容C4的另一端与第三二极管D3的阳极分别连接在第四二极管D4的阴极，第三二极管D3的阴极与第二稳压管Z2的阴极分别连接在第五电容C5的一端作为第二正电压输出端18V-B，次级侧绕组T13的第二副边管脚T132与第二稳压管Z2的阳极、第五电容C5的另一端分别连接在第六电容C6的一端接地，第六二极管D6的阳极与第六电容C6的另一端连接作为第二负电压输出端-5V-B。
结合第一方面，在第一方面第六实施方式中，栅极驱动变压器的数量为3个。
本发明技术方案，具有如下优点：
本发明提供了一种驱动电源电路，该驱动电源电路包括：脉冲信号发生电路、脉冲信号放大电路和脉冲变压器隔离整流电路，脉冲信号发生电路用于产生开关频率可调的连续脉冲信号，并输出连续脉冲信号，脉冲信号放大电路用于接收连续脉冲信号，将连续脉冲信号驱动放大为交流脉冲信号，并输出交流脉冲信号，脉冲变压器隔离整流电路用于对交流脉冲信号进行调节，输出多路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号。通过1片驱动电源芯片驱动栅极驱动变压器隔离输出多路独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，并且用户可根据系统的兼容性或电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)原因，设定系统所需的开关频率，提高了驱动电源的灵活性、稳定性和可靠性。除此之外，栅极驱动变压器不仅体积小，对初级绕组上施加的最大电压与该电压可持续的最大时间的乘积以及低漏感也进行了优化，减小了变压器的损耗，提升了电源效率，减少了驱动信号的传输失真。由于采用了可调的开关频率、低漏感电感及倍压整流对正压进行线性稳压的电源结构，即使采用低值的输出电容，输出电压的纹波也很小，大大降低了外围电路设计的复杂程度，减小了驱动电源的体积与面积，有利于驱动电源电路的灵活布局。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中驱动电源电路的技术方案框图；
图2为本发明实施例中脉冲信号产生电路的一个具体示例的原理示意图；
图3为本发明实施例中脉冲信号放大电路的一个具体示例的原理示意图；
图4为本发明实施例中脉冲变压器隔离整流电路其中一路驱动电源电路的一个具体示例的原理示意图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
本发明实施例提供一种驱动电源电路，如图1所示，该驱动电源电路包括：脉冲信号发生电路1、脉冲信号放大电路2、脉冲变压器隔离整流电路3。脉冲信号发生电路1用于产生开关频率可调的连续脉冲信号，并输出连续脉冲信号，脉冲信号放大电路2用于接收连续脉冲信号，将连续脉冲信号放大为交流脉冲信号，并输出交流脉冲信号，脉冲变压器隔离整流电路3用于对交流脉冲信号进行调节，输出多路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，脉冲变压器隔离整流电路3包括：至少一个栅极驱动变压器T1，栅极驱动变压器T1的初级侧设置有一个第一绕组T11，栅极驱动变压器的次级侧设置有第二绕组T12及第三绕组T13，第二绕组T12及第三绕组T13为圈数相同的标准绕组。
在本实施例中，通过1片驱动电源芯片驱动栅极驱动变压器隔离输出多路独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，提高了驱动电源的稳定性和可靠性。除此之外，栅极驱动变压器不仅体积小，而且对初级绕组上施加的最大电压与该电压可持续的最大时间的乘积以及低漏感进行了优化，可以减小变压器的损耗，提升电源效率，又能减少驱动信号的传输失真。由于采用了可调的开关频率、低漏感电感及倍压整流对正压进行线性稳压的电源结构，即使采用低值的输出电容，输出电压的纹波也很小，大大降低了外围电路设计的复杂程度，减小了驱动电源的体积与面积，有利于驱动电源电路的灵活布局。
如图2所示，上述脉冲信号发生电路1，包括：第一电阻R1、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、运算放大器A1和第一电容C1，其中，第三电阻R3的一端与第四电阻R4的一端分别连接至电源VCC1，第三电阻R3的另一端与第一电阻R1、第六电阻R6的一端分别连接至运算放大器A1的输出端，第五电阻R5的一端与第四电阻R4、第一电阻R1的另一端连接至运算放大器A1的正相输入端，第五电阻R5的另一端接地，第一电容C1的一端与第六电阻R6的另一端分别连接至运算放大器A1反相输入端，第一电容C1的另一端接地。
在本实施例中，运算放大器A1正相输入端输入波形为方波的两个阈值电压，反相输入端输入三角波，为第一电容C1的充放电波形，通过正反相输入端的电平进行比较，调整第一电容C1充放电的时间，改变连续脉冲信号的占空比及开关频率，持续输出连续脉冲信号。
其中，上述运算放大器A1的正相输入端的两个阈值电压分别为Uth1、Uth2，当运算放大器A1输出高电平时，相当于第四电阻R4与第一电阻R1并联后再与第五电阻R5串联对电源VCC1进行分压，则运算放大器A1的正相输入端的第一阈值电压Uth1通过公式(1)计算：
Figure BDA0002241192060000081
此时，电源VCC1经过第三电阻R3与第六电阻R6对第一电容C1进行充电，直至运算放大器A1的正相输入端的阈值电压Uth1，输出端翻转为低电平；
当运算放大器A1输出低电平时，相当于第一电阻R1与第五电阻R5并联以后再与第四电阻R4串联对电源VCC1进行分压，则运算放大器A1的正相输入端的第二阈值电压Uth2通过公式(2)计算：
Figure BDA0002241192060000082
，此时，第一电容C1由阈值电压Uth1经过第六电阻R6进行放电直至运算放大器A1输入端的阈值电压Uth2，输出端翻转为高电平。
通过第一电容C1不断地充放电，脉冲信号发生电路1持续输出PWM波，PWM波的周期与电容的充放电时间相等，改变电容的充放电时间，可改变PWM波的开关频率及占空比。电容的充放电时间的计算公式如公式(3)：
Figure BDA0002241192060000083
其中，U为电容最终充电或放电的电压，U0为电容初始电压值，Ut为运算放大器A1输出翻转时刻的电压值，R为充放电电阻，C为充放电电容。
在本实施例中，令电容充电时间为t1，放电时间为t2，则电容充电时的电压U0为Uth2，输出翻转时刻的电压值Ut为Uth1，电容最终充电后的电压U为VCC1，电容C为C1，电阻R＝R3+R6；电容放电时的初始电压U0为Uth1，输出翻转时刻的电压值Ut为Uth2，电容最终放电达到的电压U为0V，电容C为C1，电阻R＝R6，那么，充电时间t1通过公式(4)计算，放电时间t2通过公式(5)计算：
Figure BDA0002241192060000091
Figure BDA0002241192060000092
脉冲信号发生电路1输出PWM的开关频率为F＝1/(t1+t2)；PWM波的占空比为D＝t1/(t1+t2)。
在本实施例中，脉冲信号发生电路1产生幅值为5V的开关频率可调的连续PWM波。
如图3所示，上述脉冲信号放大电路2包括：电源驱动芯片U1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第一二极管D1、第二电容C2、第七电阻R7、第八电阻R8，第一二极管D1的阳极连接在电源驱动芯片U1的管脚VCC，第一二极管D1的阴极与第二电容C2的一端分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VB，第二电容C2的另一端与第二场效应管Q2的源极、第三场效应管Q3的漏极分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VS，第二场效应管Q2的漏极与外部电源VCC2连接，第二场效应管Q2的栅极通过第七电阻R7连接在电源驱动芯片U1的管脚HO，第三场效应管Q3的栅极通过第八电阻R8连接在电源驱动芯片U1的管脚LO，第三场效应管Q3的源极接地。
电源驱动芯片U1基于自举驱动方法，第三场效应管Q3导通时将电源驱动芯片U1的管脚VS的电位拉至地，电源驱动芯片U1的管脚VCC通过自举充电第一二极管D1及自举第二电容C2，在电源驱动芯片U1的管脚VB与电源驱动芯片U1的管脚VS之间形成悬浮电源，为第二场效应管Q2供电，因此，驱动电路在一个桥臂上只需要一个外部电源VCC2。电源驱动芯片U1的输入输出驱动信号延时为ns级，高侧输出与输入信号同相，低侧输出与输入信号异相。
在本实施例中，脉冲信号放大电路2将幅值为5V的连续脉冲信号驱动放大为±7.5V的交流脉冲信号。
如图4所示，上述脉冲变压器隔离整流电路3包括：至少一个栅极驱动变压器T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一稳压管Z1、第二稳压管Z2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，第二绕组T12的第一副边管脚T121与第三电容C3的一端分别连接在第五二极管D5的阴极，第三电容C3的另一端与第一二极管D1的阳极分别连接在第二二极管D2的阴极，第一二极管D1的阴极与第一稳压管Z1的阴极分别连接在第一电容C1的一端作为第一正电压输出端18V-A，次级侧绕组T12的第二副边管脚T122与第一稳压管Z1的阳极、第一电容C1的另一端分别连接在第二电容C2的一端接地，第五二极管D5的阳极与第二电容C2的另一端连接作为第一负电压输出端-5V-A，次级侧绕组T13的第一副边管脚T131与第四电容C4的一端分别连接在第六二极管D6的阴极，第四电容C4的另一端与第三二极管D3的阳极分别连接在第四二极管D4的阴极，第三二极管D3的阴极与第二稳压管Z2的阴极分别连接在第五电容C5的一端作为第二正电压输出端18V-B，次级侧绕组T13的第二副边管脚T132与第二稳压管Z2的阳极、第五电容C5的另一端分别连接在第六电容C6的一端接地，第六二极管D6的阳极与第六电容C6的另一端连接作为第二负电压输出端-5V-B。
栅极驱动变压器初级侧的脉冲信号是由上述脉冲信号产生电路及放大电路得到的幅值为±7.5V的交流脉冲信号，高低电平相对稳定。栅极驱动变压器的次级侧通过第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6进行倍压升压，通过第一稳压管Z1、第二稳压管Z2对该驱动电源的正压进行线性稳压，输出电压为+18V/-5V的驱动电源信号。
在本实施例中，栅极驱动变压器采用变比为1:1的4250Vrms绝缘等级的栅极驱动变压器，栅极驱动变压器的数量为3个。
在本实施例中，一个逆变器需要6路+18V/-5V的电压，一个栅极驱动变压器只能产生2路+18V/-5V的电压，如果一个变压器产生太多路输出信号，体积大且电路设计时布局不灵活，通过3个栅极驱动变压器输出6路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，且栅极驱动变压器体积小，还对初级绕组上施加的最大电压与该电压可持续的最大时间的乘积以及低漏感进行了优化，减小了变压器的损耗，提升了电源效率，减少了驱动信号的传输失真，大大降低了外围电路设计的复杂程度，减小了驱动电源电路的体积与面积，利于驱动电源电路灵活布局，但本发明并不以此为限。
本发明实施例提供一种驱动电源电路,利用滞回比较器原理产生开关频率可调的连续脉冲信号，提高电路的抗干扰能力，使得产生的连续脉冲信号相对稳定，通过1片驱动电源芯片驱动3个栅极驱动变压器隔离输出6路独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号，且栅极驱动变压器不仅体积小，对初级绕组上施加的最大电压与该电压可持续的最大时间的乘积以及低漏感也进行了优化，减小了变压器的损耗，提升了电源效率，减少了驱动信号的传输失真。由于采用了可调的开关频率、低漏感电感及倍压整流对正压进行线性稳压的电源结构，即使采用低值的输出电容，输出电压的纹波也很小，大大降低了外围电路设计的复杂程度，减小了驱动电源的体积与面积，有利于驱动电源电路的灵活布局。
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (7)

1.一种驱动电源电路，其特征在于，包括：脉冲信号发生电路、脉冲信号放大电路和脉冲变压器隔离整流电路；
所述脉冲信号发生电路用于产生可调的连续脉冲信号，并输出所述连续脉冲信号；
所述脉冲信号放大电路用于接收所述连续脉冲信号，将所述连续脉冲信号放大为交流脉冲信号，并输出所述交流脉冲信号；
所述脉冲变压器隔离整流电路用于对所述交流脉冲信号进行调节，输出多路相互独立的且对正压进行线性稳压的驱动电源信号；
所述脉冲变压器隔离整流电路包括：至少一个栅极驱动变压器，所述栅极驱动变压器的初级侧设置有一个第一绕组，所述栅极驱动变压器的次级侧设置有第二绕组及第三绕组，所述第二绕组及第三绕组为圈数相同的标准绕组。
2.根据权利要求1所述的驱动电源电路，其特征在于，所述脉冲信号发生电路包括：第一电阻R1、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、运算放大器A1和第一电容C1，
其中，第三电阻R3的一端与第四电阻R4的一端分别连接至电源VCC1，第三电阻R3的另一端与第一电阻R1、第六电阻R6的一端分别连接至运算放大器A1的输出端，第五电阻R5的一端与第四电阻R4、第一电阻R1的另一端连接至运算放大器A1的正相输入端，第五电阻R5的另一端接地，第一电容C1的一端与第六电阻R6的另一端分别连接至运算放大器A1反相输入端，第一电容C1的另一端接地。
3.根据权利要求2所述的驱动电源电路，其特征在于，通过所述运算放大器A1通过正相输入端及反相输入端的电平进行比较，调整所述第一电容C1充放电的时间，改变连续脉冲信号的占空比及开关频率，持续输出所述连续脉冲信号。
4.根据权利要求1所述的驱动电源电路，其特征在于，所述脉冲信号放大电路包括：电源驱动芯片U1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第一二极管D1、第二电容C2、第七电阻R7、第八电阻R8，第一二极管D1的阳极连接在电源驱动芯片U1的管脚VCC，第一二极管D1的阴极与第二电容C2的一端分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VB，第二电容C2的另一端与第二场效应管Q2的源极、第三场效应管Q3的漏极分别连接在电源驱动芯片U1的管脚VS，第二场效应管Q2的漏极与外部电源VCC2连接，第二场效应管Q2的栅极通过第七电阻R7连接在电源驱动芯片U1的管脚HO，第三场效应管Q3的栅极通过第八电阻R8连接在电源驱动芯片U1的管脚LO，第三场效应管Q3的源极接地，
其中，所述电源驱动芯片U1的高侧输出与输入信号同相，低侧输出与输入信号异相。
5.根据权利要求1所述的驱动电源电路，其特征在于，所述栅极驱动变压器采用变比为1:1的4250Vrms绝缘等级的栅极驱动变压器。
6.根据权利要求1所述的驱动电源电路，其特征在于，所述脉冲变压器隔离整流电路还包括：第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一稳压管Z1、第二稳压管Z2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，
其中，所述第二绕组T12的第一副边管脚T121与第三电容C3的一端分别连接在第五二极管D5的阴极，第三电容C3的另一端与第一二极管D1的阳极分别连接在第二二极管D2的阴极，第一二极管D1的阴极与第一稳压管Z1的阴极分别连接在第一电容C1的一端作为第一正电压输出端18V-A，次级侧所述绕组T12的第二副边管脚T122与第一稳压管Z1的阳极、第一电容C1的另一端分别连接在第二电容C2的一端接地，第五二极管D5的阳极与第二电容C2的另一端连接作为第一负电压输出端-5V-A，次级侧所述绕组T13的第一副边管脚T131与第四电容C4的一端分别连接在第六二极管D6的阴极，第四电容C4的另一端与第三二极管D3的阳极分别连接在第四二极管D4的阴极，第三二极管D3的阴极与第二稳压管Z2的阴极分别连接在第五电容C5的一端作为第二正电压输出端18V-B，次级侧所述绕组T13的第二副边管脚T132与第二稳压管Z2的阳极、第五电容C5的另一端分别连接在第六电容C6的一端接地，第六二极管D6的阳极与第六电容C6的另一端连接作为第二负电压输出端-5V-B。
7.根据权利要求1所述的驱动电源电路，其特征在于，所述栅极驱动变压器的数量为3个。
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