CN110943639B - 基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法 - Google Patents

基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，该方法通过在一个开关周期内轮流导通子模块的两个开关管，使得子模块相臂电感电流负半周截止。为了克服半周期调制下由于本拓扑环流的存在而导致的桥臂电流过零点畸变问题，通过理论分析将最大桥臂电流纹波的一半作为阈值与桥臂电流采样值作比较得到使能信号，再与双极性PWM调制信号经过逻辑与门得到开关信号，因而能在桥臂电流过零点附近形成最小的开关信号重叠通道用于同时开通或关断开关管。本发明提高了逆变器转换效率和功率密度，同时提高了拓扑可靠性，可调节不连续调制减小了子模块开关损耗，消除了电流过零点畸变，提高了输出电能质量。

Description

基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调 制方法
技术领域
本发明属于高压大功率电力电子技术领域，主要涉及一种基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法。
背景技术
现有双降压型逆变器作为子模块的模块化多电平拓扑克服了传统的以半桥结构作为子模块的模块化多电平逆变器存在的直通和死区带来的输出畸变问题，提高了电能质量和功率转换效率以及运行可靠性。基于双降压型逆变器的模块化多电平变换器中常用的调制策略包括连续调制策略和不连续调制策略。
现有连续调制策略即两个开关管在一个开关周期内同时工作于高频状态，电感电流处于连续导通模式，此时子模块会产生环流，同时这种调制方式下开关管电流应力也较大，电感利用率低，开关损耗较大。现有不连续调制策略使得双降压型子模块的两个开关在一个开关周期内互补导通工作，能够减小开关损耗，提高电感利用率；但是，由于双降压型逆变器单元电感电流的单向导通特性，其端口输出电流(即基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的桥臂电流)过零点时刻会产生畸变，这种畸变可能降低电能质量。
发明内容
发明目的：针对现有技术的不足，本发明提出一种基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续载波移相调制方法。
技术方案：本发明的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法包括以下步骤：(1)基于上下桥臂调制波和上下桥臂载波组进行调制，得到不连续调制下的脉宽调制信号，使得双降压型子模块中的第一和第二开关管在一个开关周期内互补导通；其中，所述上下桥臂载波组各自包括N个载波；(2)根据不连续调制下第一和第二开关管在一个开关周期内互补导通时的各种开关状态组合，将所述模块化多电平拓扑在一个工频周期内分为四个工作阶段；(3)结合所述双降压型子模块在不连续调制下的四种运行模态对每一个工作阶段的所有开关模态进行分析，分别得到上下桥臂电流纹波，并基于上下桥臂电流纹波分别确定上下桥臂电流在过零点附近的最大纹波值；(4)基于上下桥臂的最大纹波值分别计算上下桥臂电流阈值；(5)通过采样保持环节对所述拓扑的上下桥臂瞬时电流进行实时采样，并将采样得到的上下桥臂瞬时电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较以分别得到上下桥臂使能信号；(6)将步骤(1)中的脉宽调制信号分别与各自的使能信号经过逻辑与门，得到上下桥臂中每个子模块的开关信号。
步骤(1)中，上下桥臂调制波是相位相反、频率为工频的正弦波调制信号，且分别被上下桥臂各自的N个子模块公用；上下桥臂载波组各自包括的N个载波均为三角波信号，且依次移相2π/N，上下桥臂中序号对应的两个子模块的载波移相角为θ，θ∈[0,π/N]。
步骤(2)具体包括：当所述模块化多电平拓扑的上桥臂的N个子模块中的第二开关管和下桥臂N个子模块的第二开关管处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第一工作阶段，此时il>iu>0,io<0；当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第一开关管和下桥臂N个子模块的第二开关管处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第二工作阶段，此时il>0>iu,io<0；当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第二开关管和下桥臂N个子模块的第二开关管处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第三工作阶段，此时iu>il>0,io>0；当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第二开关管和下桥臂N个子模块的第一开关管处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第四工作阶段，此时iu>0>il,io>0；其中，iu、il和io分别为所述模块化多电平拓扑中上桥臂电流、下桥臂电流和输出电流。
步骤(3)具体包括：对每一个工作阶段的所有开关模态进行分析，确定相应开关模态下电流变化率dij’/dt和模态持续时间Δt，并基于dij’/dt和Δt得到桥臂电流纹波；其中，ij’为桥臂采样电流值，j＝u，l，下标j＝u时对应上桥臂采样电流值，下标j＝l时对应下桥臂采样电流值。
步骤(4)具体包括：上下桥臂电流阈值为Ij_avg，j＝u，l，下标j＝u时对应上桥臂电流值，下标j＝l时对应下桥臂电流值；Iu_avg和Il_avg分别为上下桥臂电流最大纹波值的一半。
步骤(5)中，将采样得到的上下桥臂电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较以分别得到上下桥臂使能信号，具体包括：当ij’大于Ij_avg，上桥臂N个子模块的第一开关管使能信号Ejn_1为低电平，反之Ejn_1为高电平；当ij’大于-Ij_avg，上桥臂N个子模块的第二开关管使能信号Ejn_2为高电平，反之Ejn_2为低电平。
步骤(5)中，使能信号为双极性脉宽调制PWM信号；将采样电流与所述阈值进行比较是通过阈值比较电路进行的。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、通过对模块化多电平拓扑中2N个双降压型子模块采用载波移相的不连续PWM调制减小了开关损耗，消除了电感偏置电流，提高了电感利用率，并提高了功率转换率。
2、通过施加额外的桥臂电流阈值比较电路，并采用桥臂电流过零点比较电路在电流过零点时同时开通或关断开关管，有效抑制了桥臂电流过零点畸变问题，从而大大提高了基于双降压型子模块的模块化多电平逆变器的输出电能质量和效率，使其具有更高的可靠性。
附图说明
图1是本发明所用的基于双降压型子模块的模块化多电平变换器拓扑；
图2是双降压型子模块半周期调制波形示意图；
图3是基于双降压型子模块的模块化多电平变换器在一个工频周期内的四种工作阶段；
图4(a)至4(h)分别是是移相角θ＝π/2，第一工作阶段下基于双降压型子模块的模块化多电平变换器第一至第八开关模态的电流流通路径示意图；
图5是移相角θ＝π/2，第一工作阶段下基于双降压型子模块的模块化多电平变换器在一个开关周期内八个开关模态的开关门级信号和电流时序图；
图6(a)和图6(b)分别是上下桥臂载波移相角θ＝π/2和θ＝0时，不加电流阈值比较电路下的上桥臂电流il和下桥臂电流iu、输出电流io，以及输出电压uo的波形图；
图7(a)和图7(b)分别是上下桥臂载波移相角θ＝π/2和θ＝0时，施加可调节的电流阈值比较电路下的上桥臂电流il和下桥臂电流iu、输出电流io，以及输出电压uo的波形图；
图8(a)和图8(b)分别是施加可调节的电流阈值比较电路时上下桥臂载波移相角为θ＝π/2和θ＝0时双降压型子模块电感电流iL1,iL2的仿真波形图；
图8(c)和图8(d)分别是上下桥臂载波移相角θ＝π/2和θ＝0时本发明拓扑中共模电流icm的波形图；
图9是基于可调节电流阈值的不连续调制开关信号逻辑示意图。
具体实施方式
如图1，现有技术已知，基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑具有上下两个桥臂，上下桥臂的中点经由电阻Rg、电感Lg和交流电源Ug后接地；上桥臂的首端和下桥臂的尾端分别经由直流电源Udc后接地。上下桥臂各自包括N个串联的双降压型子模块SMjn，且各自的输出电流等于模块化多电平拓扑的桥臂电流ij，整个模块化多电平拓扑的输出电流为io，j＝{u，l}，n＝{1,2，…，N}，下标u和l分别代表对应子模块位于拓扑的上桥臂和下桥臂，N为正整数。每一子模块有两个串联连接的双降压型逆变器。其中，位于左侧的逆变器包括位于同一桥臂的第一开关管Sjn_1和第一二极管Djn_1以及从Sjn_1和Djn_1所在桥臂的中点引出的第一电感Ljn_1，位于右侧的逆变器包括位于同一桥臂的第二开关管Sjn_2和第二二极管Djn_2以及从Sjn_2和Djn_2所在桥臂的中点引出的第二电感Ljn_2。Ljn_1和Ljn_2的中点引出作为其端口电流，并与各自桥臂的桥臂电流相等。由于本发明所用的模块化多电平拓扑具有不流经交流侧的共模电流，因而相臂电流存在正向偏置。
基于上述拓扑，下面通过一个具体实施例并结合附图对本发明的针对上述拓扑的可调节不连续调制方法进行介绍。该可调节不连续调制方法包括如下步骤：
步骤一：基于调制波和上下桥臂载波组进行脉宽调制得到不连续调制下的脉宽调制信号，使得每一双降压型子模块SMjn中的第一开关管Sjn_1和第二开关管Sjn_2在一个开关周期内互补导通。
该步骤中，上下桥臂各自的N个子模块公用一个幅值为M，0<M<1，频率为工频的正弦波调制信号，且上下桥臂调制波相位相反。上下桥臂载波组各自包括N个载波，每个载波为峰峰值为2V，谷值为-1V，且占空比为50％的三角波信号。N个载波信号依次移相2π/N，上下桥臂载波组的移相角(即上下桥臂载波中序号对应的两个子模块的载波移相角)为θ(θ∈[0,π/N])。移相角θ不同，则开关模态不同，且系统共模变量和差模变量的纹波特性随移相角θ的变化规律相反。
此外，双降压型子模块中的第一开关管Sjn_1和第二开关管Sjn_2在一个开关周期内互补导通意味着，该拓扑包括的所有开关管中只有一半开关管工作在高频状态，其余均处于关断状态，如图2所示。
步骤二：根据不连续调制下第一和第二开关管在一个开关周期内互补导通时的开关状态组合，将所述模块化多电平拓扑在一个工频周期内分为四个工作阶段。
如图3所示，这四种工作阶段包括：
第一工作阶段：对应il>iu>0且io<0的情况，此时上桥臂N个子模块的第二开关管Su1_2至SuN_2和下桥臂N个子模块的第二开关管Sl1_2至SlN_2处于高频工作状态，其余开关均断开。
第二工作阶段：对应il>0>iu且io<0的情况，此时上桥臂N个子模块的第一开关管Su1_1至SuN_1和下桥臂N个子模块的第二开关管Sl1_2至SlN_2处于高频工作状态，其余开关均断开。
第三工作阶段：对应iu>il>0且io>0的情况，此时上桥臂N个子模块的第二开关管Su1_2至SuN_2和下桥臂N个子模块的第二开关管Sl1_2至SlN_2处于高频工作状态，其余开关均断开。
第四工作阶段：对应iu>0>il且io>0的情况，此时上桥臂N个子模块的第二开关管Su1_2至SuN_2和下桥臂N个子模块的第一开关管Sl1_1至SlN_1处于高频工作状态，其余开关均断开。
步骤三：结合所述双降压型子模块在不连续调制下的四种运行模态对每一种工作阶段的所有开关模态进行分析，分别得到上下桥臂电流纹波，并基于上下桥臂电流纹波分别确定上下桥臂电流在过零点附近的最大纹波值。
双降压型子模块在不连续调制下的四种运行模态根据电容投入状态可分为两大类：
(1)电容投入运行：
运行模态一：左半部分降压型逆变器单元工作，即第一开关管Sjn_1导通，子模块电容通过第一开关管和第一电感Ljn_1放电；
运行模态二：右半部分降压型逆变器单元工作，即第二电感Ljn_2通过第二二极管Djn_2续流，并且流经子模块电容，向其充电，n＝{1,2}。
(2)电容旁路：
运行模态三：左半部分降压型逆变器单元工作，即第一电感通过第一二极管Djn_1续流；
运行模态四：右半部分降压型逆变器单元工作，即第二电感通过第二开关管Sjn_2续流，电容电压保持恒定。
根据子模块运行模态的分类可知子模块在不连续调制方法的四种运行模态中的元件运行状态，即电流流通路径。由于每个运行模态下四个开关管的导通或关断情况不同，基于运行模态的分类便于进一步对各工作阶段的开关组合下每个开关模态的电流流通路径进行分析，从而得出上下桥臂电流变化率，进而得到上下桥臂电流纹波。
为方便说明，接下来以本实施例涉及的模块化多电平拓扑上下桥臂各2个子模块(即N＝2)为例对每一种工作阶段的开关模态进行分析。
图4(a)至图4(h)所示分别为移相角θ＝π/2时，第一工作阶段下八个开关模态的电流流通路径示意图。假设电容电压ucu1＝ucu2＝ucl1＝ucl2＝Udc，前四个变量分别表示上桥臂第一子模块、上桥臂第二子模块、下桥臂第一子模块和下桥臂第二子模块的直流电容电压值，最后一个变量Udc表示模块化多电平拓扑直流侧的直流电源值(见图1)。下桥臂子模块中第二开关管占空比Dl1_2＝Dl2_2＝Dl_2，Dl1_2表示下桥臂第一个子模块第二开关管的占空比，Dl2_2表示下桥臂第二个子模块第二开关管的占空比，由于两者相等，可将它们统一符号，记为Dl_2。
开关模态1：如图4(a)，开关Su2_2和Sl2_2导通,其余开关均关断，即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝0101，其中“0”代表开关断开，对应于双降压型子模块的第二工作模态，“1”代表开关导通，对应于双降压型子模块的运行模态四；即二极管Du1_2和Dl1_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu1和Cl1充电，电容Cu2和Cl2处于旁路状态，电压保持不变,因而可以得到模态1的上下桥臂电流变化率，再根据模态持续时间ΔT，得到上下桥臂电流纹波Δiu和Δil分别为：
Figure BDA0002216100890000061
开关模态2：如图4(b)，开关Sl2_2导通，其余开关均关断，即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝0001；二极管Du1_2,Du2_2和Dl1_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu1,Cu2和Cl1充电，电容Cl2处于旁路状态，电压保持不变，因而可以得到模态2的上下桥臂电流变化率，再根据模态持续时间ΔT，得到上下桥臂电流纹波Δiu和Δil分别为：
Figure BDA0002216100890000062
开关模态3：如图4(c)，开关Su1_2和Sl2_2导通,即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝1001；二极管Du2_2和Dl1_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu2和Cl1充电,电容Cu1和Cl2处于旁路状态，电压保持不变，因而可以得到模态3的上下电流变化率，再根据模态持续时间ΔT，得到桥臂电流纹波Δiu和Δil的表达式同模态1。
开关模态4：如图4(d)，开关Su1_2,Sl1_2和Sl2_2导通,即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝1011；二极管Du2_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu2充电,电容Cu1,Cl1和Cl2处于旁路状态，电压保持不变,因而可以得到模态4的上下桥臂电流变化率，再根据模态持续时间ΔT，得到桥臂电流纹波Δiu和Δil分别为：
Figure BDA0002216100890000071
其中A＝Lm+2Lsm+Ls，B＝Lm－(2Lsm+Ls)，Lm为桥臂耦合电感互感值，Ls为桥臂耦合电感自感值，Lsm＝L1＝L2为子模块电感值，Ts为一个载波周期，Udc为拓扑直流侧电压源电压，uo为拓扑输出电压，K为安全域，通常取1.1～1.5。
开关模态5：如图4(e)，开关Su1_2和Sl1_2导通,即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝1010；二极管Du2_2和Dl2_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu2和Cl2充电,电容Cu1和Cl1处于旁路状态，电压保持不变,因而可以得到模态5的上下桥臂电流变化率，根据模态持续时间ΔT，可以得知上下桥臂电流纹波表达式同模态1；
开关模态6：如图4(f)，只有开关Sl1_2导通,即Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝0010，二极管Du1_2,Du2_2和Dl2_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu1,Cu2和Cl2充电,电容Cl1处于旁路状态，电压保持不变,因而可以得到模态6的上下桥臂电流变化率，根据模态持续时间ΔT，得到上下桥臂电流纹波表达式同模态2；
开关模态7：Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝0110，如图4(g)，开关Su2_2和Sl1_2导通,二极管Du1_2和Dl2_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu1和Cl2充电,电容Cl1和Cu2处于旁路状态，电压保持不变，因而可以得到模态7的上下桥臂电流变化率，根据模态持续时间ΔT，得到上下桥臂电流纹波表达式同模态3；
开关模态8：Su1_2Su2_2Sl1_2Sl2_2＝0111，如图4(h)，开关Su2_2,Sl1_2和Sl2_2导通,二极管Du1_2正偏导通用于对电感进行续流。电容Cu1充电,电容Cu2,Cl1和Cl2处于旁路状态，电压保持不变,因而可以得到模态4的上下桥臂电流变化率，根据模态持续时间ΔT，得到上下桥臂电流纹波表达式同模态4。
图5列出了第一工作阶段的一个开关周期(即8个开关模态)的桥臂电流，根据一个开关周期下门级信号和电流变化时序图，取模态2的上桥臂纹波作为最大纹波，即：
Figure BDA0002216100890000072
取模态4的下桥臂纹波作为最大纹波，即：
Figure BDA0002216100890000081
以上仅对第一种工作阶段的八个开关模态进行了分析，以作为示例说明。对第二种至第四种工作阶段所有开关状态的分析与对第一种工作阶段的分析类似，这里不再详述。第一二工作阶段对应模块化多电平拓扑输出电流小于零，第三四工作阶段对应模块化多电平拓扑输出电流大于零，由于拓扑输出电流的对称性，可以仅考虑输出电流小于零的情况。在这种情况下最大桥臂电流纹波出现在桥臂电流过零点即第一和第二工作阶段交界处，而第一和第二工作阶段最大电流纹波表达式在两者交界处大致相等，所以仅用第一工作阶段的最大电流纹波值就可以代表所有工作阶段的最大纹波。
步骤四：基于上下桥臂的最大纹波值分别计算上下桥臂电流阈值。
该步骤中，上下桥臂电流阈值为Ij_avg，j＝u，l，下标j＝u时对应上桥臂电流值，下标j＝l时对应下桥臂电流值；Iu_avg和Il_avg分别为上下桥臂最大纹波值的一半。
步骤五：通过采样保持环节对所述拓扑的上下桥臂瞬时电流进行实时采样，并将采样得到的上下桥臂电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较以分别得到上下桥臂使能信号。
该步骤中，将上下桥臂采样电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较分为两种情况：
(1)当ij’大于Ij_avg，上桥臂N个子模块的第一开关管使能信号Ejn_1为低电平，反之Ejn_1为高电平；
(2)当ij’大于-Ij_avg，上桥臂N个子模块的第二开关管使能信号Ejn_2为高电平，反之Ejn_2为低电平。
步骤六：将步骤一中的脉宽调制信号分别与上下桥臂使能信号经过逻辑与门，得到上下桥臂中每个子模块的开关信号。
该步骤的比较过程是通过阈值比较电路进行的。使能信号与脉宽调制信号比较得到的双极性PWM信号经过逻辑与门最终得到开关门级信号。通过选取合适的阈值环宽，保证在电流过零点附近每个子模块第一和第二开关管同时导通的时间最短。本实施例中，虽然电流过零点附近双降压型子模块的第一和第二开关管同时开通，但由于同时导通持续时间很短，可近似认为该方法属于不连续调制。
图6(a)和图6(b)分别是上下桥臂载波移相角θ＝π/2和θ＝0时，不加电流阈值比较电路下的上桥臂电流il和下桥臂电流iu、输出电流io，以及输出电压uo的波形图。通过比较分析图6(a)和6(b)可以得出：不加电流阈值比较电路时，桥臂电流在过零点处有明显的畸变，而输出电压也在相应时刻出现电压过冲。在上下桥臂子模块各为2的情况下，移相角θ＝π/2时电流纹波明显小于移相角θ＝0时的电流纹波值。
图7(a)和图7(b)是加入可调节的电流阈值比较电路下的桥臂电流il,iu,输出电流io，以及输出电压uo的波形图。图7(a)上下桥臂载波移相角θ＝π/2，图7(b)上下桥臂载波移相角θ＝0。与图6(a)和图6(b)对比可得，通过计算桥臂电流纹波值并按照本发明的方法设置合适的电流阈值信号，可以有效缓解电流过零点畸变问题，从而提高电能质量和变换器效率，验证了本发明方法的有效性和可行性。
图8(a)为上下桥臂载波移相角θ＝π/2时双降压型子模块电感电流iL1,iL2，图8(b)为上下桥臂载波移相角θ＝π/2时本发明拓扑中共模电流icm，图8(c)为上下桥臂载波移相角θ＝0时双降压型子模块电感电流iL1,iL2，图8(d)为上下桥臂载波移相角θ＝0时本发明拓扑中共模电流icm。子模块电感电流呈现不对称半波，iL2的幅值和工作时间大于iL1，这是由于模块化多电平变换器存在共模电流而引入的电流偏置所导致的。而这个共模电流在N＝2的情况下，移相角θ＝0时纹波最小，因而要根据系统具体需求来设定合适的载波移相角。
图9是基于可调节电流阈值的不连续调制开关信号逻辑示意图。开关导通信号由可调节的电流阈值比较电路得到的使能信号和不连续双极性脉宽调制信号通过逻辑组合得到。其中使能信号是由桥臂电流和各自的阈值(最大桥臂电流纹波的一半)通过比较得到；不连续双极性脉宽调制信号由调制波和经过移相的载波相比较而得到。

Claims (7)

1.一种基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，所述拓扑具有上桥臂和下桥臂，且上下桥臂各自具有N个串联的双降压型子模块，N为正整数，其特征在于，所述可调节不连续调制方法包括以下步骤：
(1)基于上下桥臂调制波和上下桥臂载波组进行调制，得到不连续调制下的脉宽调制信号，使得双降压型子模块中的第一和第二开关管在一个开关周期内互补导通；其中，所述上下桥臂载波组各自包括N个载波；
(2)根据不连续调制下第一和第二开关管在一个开关周期内互补导通时的各种开关状态组合，将所述模块化多电平拓扑在一个工频周期内分为四个工作阶段；步骤(2)具体包括：
当所述模块化多电平拓扑的上桥臂的N个子模块中的第二开关管(Su1_2，Su2_2，…，SuN_2)和下桥臂N个子模块的第二开关管(Sl1_2，Sl2_2，…，SlN_2)处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第一工作阶段，此时il>iu>0,io<0；
当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第一开关管(Su1_1，Su2_1，…，SuN_1)和下桥臂N个子模块的第二开关管(Sl1_2，Sl2_2，…，SlN_2)处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第二工作阶段，此时il>0>iu,io<0；
当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第二开关管(Su1_2，Su2_2，…，SuN_2)和下桥臂N个子模块的第二开关管(Sl1_2，Sl2_2，…，SlN_2)处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第三工作阶段，此时iu>il>0,io>0；
当所述模块化多电平拓扑的上桥臂N个子模块的第二开关管(Su1_2，Su2_2，…，SuN_2)和下桥臂N个子模块的第一开关管(Sl1_1，Sl2_1，…，SlN_1)处于高频工作状态，上下桥臂的其余开关管均断开时，为第四工作阶段，此时iu>0>il,io>0；
其中，iu、il和io分别为所述模块化多电平拓扑中上桥臂电流、下桥臂电流和输出电流；
(3)结合所述双降压型子模块在不连续调制下的四种运行模态对每一个工作阶段的所有开关模态进行分析，分别得到上下桥臂电流纹波，并基于上下桥臂电流纹波分别确定上下桥臂电流在过零点附近的最大纹波值；
(4)基于上下桥臂的最大纹波值分别计算上下桥臂电流阈值；
(5)通过采样保持环节对所述拓扑的上下桥臂瞬时电流进行实时采样，并将采样得到的上下桥臂瞬时电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较以分别得到上下桥臂使能信号；
(6)将步骤(1)中的脉宽调制信号分别与各自的使能信号经过逻辑与门，得到上下桥臂中每个子模块的开关信号。
2.根据权利要求1所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(1)中，上下桥臂调制波是相位相反、频率为工频的正弦波调制信号，且分别被上下桥臂各自的N个子模块公用；上下桥臂载波组各自包括的N个载波均为三角波信号，且依次移相2π/N，上下桥臂中序号对应的两个子模块的载波移相角为θ，θ∈[0,π/N]。
3.根据权利要求2所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(3)具体包括：
对每一个工作阶段的所有开关模态进行分析，确定相应开关模态下电流变化率dij’/dt和模态持续时间Δt，并基于dij’/dt和Δt得到桥臂电流纹波；其中，ij’为桥臂采样电流值，j＝u，l，下标j＝u时对应上桥臂采样电流值，下标j＝l时对应下桥臂采样电流值。
4.根据权利要求3所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(4)具体包括：上下桥臂电流阈值Ij_avg，j＝u，l，下标j＝u时对应上桥臂电流值，下标j＝l时对应下桥臂电流值；Iu_avg和Il_avg分别为上下桥臂电流最大纹波值的一半。
5.根据权利要求4所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(5)中，将采样得到的上下桥臂电流分别与上下桥臂电流阈值进行比较以分别得到上下桥臂使能信号，具体包括：
当ij’大于Ij_avg，上桥臂N个子模块的第一开关管使能信号Ejn_1为低电平，反之Ejn_1为高电平；
当ij’大于-Ij_avg，上桥臂N个子模块的第二开关管使能信号Ejn_2为高电平，反之Ejn_2为低电平。
6.根据权利要求1所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(5)中，所述使能信号为双极性脉宽调制PWM信号。
7.根据权利要求1所述的基于双降压型子模块的模块化多电平拓扑的可调节不连续调制方法，其特征在于，步骤(5)中，通过阈值比较电路将采样电流与所述阈值进行比较。
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