CN110912534B - 一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块 - Google Patents

Abstract

本发明属于声波测井在石油勘探技术领域，尤其涉及一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块。方法为：利用压电换能器的实际的阻抗数据，通过非线性回归方法拟合得出压电换能器的多模态等效电路的元件值，选择T型匹配电容、匹配电感网络作为压电换能器阻抗匹配网络结构；预设所需匹配的频段及反射系数，将换能器多模态等效电路作为仿真电路负载对压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器一起进行参数优化，得到最终的优化后的压电换能器阻抗匹配网络结构及变压器参数。该方法仅需一个换能器便可以覆盖多个工作频率，并有效提高了换能器有功功率，实现了换能器的宽频激励，将器件集成到同一壳体中进行模块化，为仪器工装带来极大便利。

Description

一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块

技术领域

本发明属于声波测井在石油勘探技术领域，尤其涉及一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块。

背景技术

声波测井在石油勘探开发阶段，是获取地质资料的必要手段之一，而发射变压器是声波测井仪器发射系统的核心部件，其传输给换能器高压激励信号的质量以及换能器自身工作频带宽度，直接决定着测井信号的优劣。不同的地层往往有着不同的固有频率，当换能器激励频率与其相近且功率足够大时才会测得较大的地层信号。在频带拓宽方面，由于测井仪器空间的制约，实际声波测井所用的换能器主频带宽非常窄，因此需要根据不同的地质应用安装不同的换能器，例如哈里伯顿公司的井周声波扫描仪通过使用三个中心频率不同的换能器来实现宽频激励的目的。在功率提升方面，变压器是必不可少的关键器件，其能将激励电路输出的几百伏交流电压升至上千伏以满足换能器的激励要求，然而即使在主频处激励换能器，其仍具有很高的无功分量，需要通过阻抗匹配来提高有功功率。当前的声波测井换能器阻抗匹配技术为窄带匹配技术，其通过在变压器初级添加补偿电感来抵消换能器的无功分量，调试变压器匝数比来进行变阻，进而达到阻抗匹配的目的。

随着我国在非常规油气田勘探领域的不断迈进，面对地质环境更为复杂的非常规储层，声波测井仪器需要优化升级的迫切性日益凸显，以高信噪比和仪器工作模式多样化为目标，大功率、宽频带换能器激励技术是当前的技术难点。对于宽频带问题，现有技术大多采用多个不同主频换能器构成发射阵列来达到宽频激励的目的，这无疑增加了仪器设计难度和成本，而多个换能器切换工作也增加了仪器故障率。对于功率提升问题，当前在变压器初级串联补偿电感的方式仅能起到窄带匹配的效果，电感值是根据换能器阵列激励频率点的阻抗的平均值计算的，并不是最优解，而且当前的匹配技术电感的取值计算过程繁琐复杂，由于激励电路属于开关电源电路，变压器次级具有很高的电流值，这使得补偿电感自身体积比较大非常不利于仪器电路工装。故，提出声波测井阻抗匹配变压器模块化设计具有重大现实意义，将阻抗匹配网络设计与变压器参数相结合进行模块化设计，不仅可以拓宽换能器工作频带、提高激励功率，而且可以解决仪器电路工装问题。

而现有的变压器及阻抗匹配设计，仅考虑了功率提升，未考虑当换能器自身参数与变压器线圈耦合时会在激励信号产生干扰信号的问题，单电感阻抗匹配对SPWM(正弦波脉宽调制)激励信号滤波效果较差时域波形会发生畸变，波形顶部出现削顶和内凹，并且从频谱分析看会产生与激励信号幅度相当的干扰信号。

发明内容：

为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种可拓宽换能器工作频率带宽及发射功率的声波测井换能器的声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块。

本发明的技术方案是：一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法，所述方法具体包括以下步骤：

S1)利用压电换能器的实际的阻抗数据，通过非线性回归方法拟合得出压电换能器的多模态等效电路的元件值，

S2)选择以由匹配电容和匹配电感组成T型网络结构为压电换能器阻抗匹配网络结构；

S3)将S2)得到压电换能器阻抗匹配网络结构作为仿真电路负载对压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器一起进行参数优化，得到最终的优化后的压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器参数，根据得到参数设计声波测井宽频阻抗匹配变压器模块。

进一步，所述S1)中具体步骤为：具体过程：

S1.1)用阻抗分析仪测试压电换能器实际的阻抗数据，将阻抗数据代入以下公式(1)中，公式如下：

式中，Y为压电换能器导纳模，C₀为压电换能器等效电路中的静态电容，ω为角频率，R_i为各个谐振模态对应的动态电阻，L_i为各个模态对应的动态电感，C_i为各个模态对应的动态电容，j为复数，i为压电换能器模态个数，取值为大于0的整数；

S1.2)通过S1.1)的公式(1)反解拟合出的换能器等效电路的参数值，即压电换能器等效电路中的静态电容值C₀、各个谐振模态对应的动态电阻值R_i、各个模态对应的动态电感值L_i、各个模态对应的动态电容值C_i。

进一步，所述S2)中具体步骤为：

S2.1)确定待匹配频率的频率点，

S2.2)以压电换能器在所述频率点的阻抗值作为负载，激励电路输出电阻作为信号源内阻，得出以由电容和电感组成T型网络结构为阻抗匹配网络结构。

进一步，所述S3)中具体步骤为：

S3.1)根据S2)得到压电换能器阻抗匹配网络结构，设置反射系数小于-20dB,频率范围选择10KHz-16KHz；

S3.2)根据S3.1)设置的参数将压电换能器阻抗匹配网络中的电容值、电感值和升压变压器的变比设为动态调试，通过Hybird算法得出优化后的升压变压器的变比和压电换能器阻抗匹配网络的元件参数值；

S3.3)根据S3.2)确定的升压变压器的变比，根据以下公式(2)确定升压变压器初级匝数N₁，公式如下所示：

式中，U₁为激励电路高压模块的直流电压，f为所选频率段的平均频率，B为变压器磁芯磁感应强度，S为变压器磁芯横截面积，k是耦合系数，当升压变压器绕线线径为0.3mm时，k＝0.8，当升压变压器绕线线径为0.2mm时，k＝0.9。

进一步，所述S3.2)中的升压变压器的变比范围为：1：5-1：10。

进一步，所述S3.2)中的电容在20nF-150nF，电感取值在3mH-6mH。

本发明的另一目的是提供一种采用上述的方法设计得到的模块，其特征在于，所述模块包括升压变压器和阻抗匹配网络电路，

所述升压变压器：用于调节压电换能器等效电阻与激励电路输出电阻比值以及升高激励电压；

所述阻抗匹配网络电路：调节压压电电换能器阻抗与激励电路、变压器阻抗之间的差异，降低负载系统的容抗，提高有功功率。

其中，所述升压变压器一端通过阻抗匹配网络电路与换能器连接，升压变压器的另一端与所述激励电路连接。

进一步，所述阻抗匹配网络电路包括匹配电容和匹配电感，匹配电容并联在升压变压器的次级，匹配电感一端接电容，另一端接压电换能器正极。

进一步，所述激励电路包括半桥激励电路、全桥激励电路或者用抽头变压器实现的正负高压脉冲激励电路。

进一步，所述模块能够将压电换能器的频带宽度变为10KHZ-16KHz，频带拓宽了3.5倍。

本发明的有益效果是：由于采用上述技术方案，本发明具有以下特点：

1.利用本发明提供阻抗匹配变压器模块设计方法，具有以下优点：

1.真正意义上实现了换能器的宽频激励，解决了当前换能器阻抗匹配频带窄，计算过程复杂的问题。

2.该模块不论是半桥激励电路、全桥激励电路或者用抽头变压器实现的正负高压脉冲激励电路都可以采用，通过阻抗匹配实现了单个换能器的宽频激励,并有效提高了换能器有功功率。

3、将压电换能器的阻抗匹配网络与变压器参数设计相结合，并将器件集成到同一壳体中进行模块化，为仪器工装带来极大便利。

该模块不论是半桥激励电路、全桥激励电路或者用抽头变压器实现的正负高压脉冲激励电路都可以采用，通过阻抗匹配实现了单个换能器的宽频激励，不仅提高了功率而且利于仪器工装。

附图说明

图1为常规单电感阻抗匹配激励波形示意图。(a)常规单电感阻抗匹配激励时域波形图；(b)常规单电感阻抗匹配激励频域波形图。

图2为本发明一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法的流程框图。

图3为本发明一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法中压电换能器等效电路模型和导纳曲线示意图。(a)为压电换能器多模态等效电路模型示意图，(b)为多模态等效电路导纳曲线示意图。

图4为采用本发明一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法得到的模块的结构示意图。

图5为本发明的实施例的13kHz匹配前后激励波形示意图。(a)13KHz匹配前后激励波形时域图；(b)为13kHz匹配前后激励波形频域图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明做进一步说明。

如图2所示，本发明一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法，所述方法具体包括以下步骤：

S1)利用压电换能器的实际的阻抗数据，通过非线性回归方法拟合得出压电换能器的多模态等效电路的元件值，

S2)选择以由电容和电感组成T型网络结构为压电换能器阻抗匹配网络结构；

S3)将S2)得到压电换能器阻抗匹配网络结构作为仿真电路负载对压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器一起进行参数优化，得到最终的优化后的压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器参数，根据得到参数设计得到声波测井宽频阻抗匹配变压器模块。

所述S1)中具体步骤为：具体过程：

式中，Y为压电换能器导纳模，C₀为压电换能器等效电路中的静态电容，ω为角频率，R_i为各个谐振模态对应的动态电阻，L_i为各个模态对应的动态电感，C_i为各个模态对应的动态电容，j为复数，i为压电换能器模态个数，取值为大于0的整数；

S1.2)通过S1.1)的公式(1)反解拟合出的换能器等效电路的参数值，即压电换能器等效电路中的静态电容值C₀、各个谐振模态对应的动态电阻值R_i、各个模态对应的动态电感值L_i、各个模态对应的动态电容值C_i。

所述S2)中具体步骤为：

S2.1)确定待匹配频率的频率点，

S2.2)以压电换能器在所述频率点的阻抗值作为负载，激励电路输出电阻作为信号源内阻，得出以由电容和电感组成T型网络结构为阻抗匹配网络结构，如图3所示。

所述S3)中具体步骤为：

S3.1)根据S2)得到压电换能器阻抗匹配网络结构，设置反射系数小于-20dB,频率范围选择10KHz-16KHz；

S3.2)根据S3.1)设置的参数将压电换能器阻抗匹配网络中的电容值、电感值和升压变压器的变比设为动态调试，通过Hybird算法得出优化后的升压变压器的变比和压电换能器阻抗匹配网络的元件参数值；

S3.3)根据S3.2)确定的升压变压器的变比，根据以下公式(2)确定升压变压器初级匝数N₁，公式如下所示：

式中，U₁为激励电路高压模块的直流电压，f为所选频率段的平均频率，B为变压器磁芯磁感应强度，S为变压器磁芯横截面积，k是耦合系数，当升压变压器绕线线径为0.3mm时，k＝0.8，当升压变压器绕线线径为0.2mm时，k＝0.9。

所述S3.2)中的升压变压器的变比范围为：1：5-1：10。

所述S3.2)中的电容在20nF-150nF，电感取值在3mH-6mH。

本发明的另一目的是提供一种采用上述的方法设计得到的模块，所述模块包括变压器和阻抗匹配网络电路，

所述升压变压器：用于调节换能器等效电阻与激励电路输出电阻比值以及升高激励电压；

所述阻抗匹配网络电路：调节压电换能器阻抗与激励电路、变压器阻抗之间的差异，降低负载系统的容抗，提高有功功率。

其中，所述变压器一端通过阻抗匹配网络电路与换能器连接，变压器的另一端与所述激励电路连接，如图4所示。

所述阻抗匹配网络电路包括匹配电容和匹配电感，电容并联在升压变压器的次级，电感一端接电容，另一端接压电换能器正极。

所述激励电路包括半桥激励电路、全桥激励电路或者用抽头变压器实现的正负高压脉冲激励电路。

所述模块能够将压电换能器的频带宽度变为10KHZ-16KHz，频带拓宽了3.5倍。

实施例：

首先利用阻抗分析仪得出换能器的阻抗分析数据，通过非线性回归拟合得出该换能器的多模态等效电路。将阻抗数据通过非线性回归根据公式：

式中，Y为压电换能器导纳模，C₀为压电换能器等效电路中的静态电容，ω为角频率，R_i为各个谐振模态对应的动态电阻，L_i为各个模态对应的动态电感，C_i为各个模态对应的动态电容，j为复数，i代表1到n的换能器模态个数，拟合出的C₀、R_i、L_i、C_i便是换能器等效电路元件值。阻抗分析仪测得本实例所用换能器在所需频段具有3个模态，经过拟合后得出等效电路中，C₀为21.28nF，R₁为1193Ω，R₂为653.63Ω，R₃为172.12欧姆，C₁为2.09nF，C₂为2.81nF，C₃为3.8nF，L₁为70.9mH，L₂为30.03mH，L₃为9.07mH。如图1所示，所得出的元件参数构成的等效电路导纳与换能器原始导纳吻合度很高。

计划在10KHz-16KHz处进行宽频阻抗匹配，根据换能器13KHz处的阻抗数据设计出阻抗匹配网络的结构使用T型电感电容网络，测量激励电路DC-DC电压为200V，输出阻抗为8.5Ω，根据预期的激励电压为2000V(峰峰值)设置变压器变比在1：5-1：10，端口反射系数小于-20dB。将多模态等效电路作为负载对阻抗匹配网络及变压器参数在用Hybird算法进行优化，计算得出匹配电容64nF，匹配电感4mH，变压器变比1：8。变压器匝数由公式：

所确定，N₁为变压器初级匝数，U₁为激励电路高压模块的直流电压，f为所选频率段的平均频率，B为变压器磁芯磁感应强度，S为变压器磁芯横截面积，k是耦合系数，变压器绕线线径为0.2mm时，k为0.9，本实例高压模块直流电压200V，频段平均频率13kHz，磁芯磁感应强度1.5T，磁芯横截面积96mm²，耦合系数选0.9，计算后变压器初级匝数118圈，次级944圈。

据电路仿真得来的参数，加工出实际的阻抗匹配变压器模块进行实验如图4所示，通过观测从8KHz-17Khz的频率段，加入本发明所设计的阻抗匹配变压器模块与单纯变压器激励换能器的有功功率来评估该模块的实际效果。如表1所示，若以半功率点为界线并对数据进行归一化处理，未加入该模块前，换能器带宽仅有12KHz-13KHz,加入本发明所设计的模块后，频带宽度变为10KHZ-16KHz，频带拓宽了3.5倍，有功功率大幅提高。如图5所示，取13KHz处的波形进行分析，可以看出未加入该模块时，不仅激励波形严重失真、幅度较低，而且在低频段耦合出干扰频率，加入阻抗匹配变压器模块后，滤出了干扰频率而且波形质量及幅度大幅改善。本发明切实可以提高声波测井所用换能器的工作频带及有功功率，模块化的设计有利于实际工装，可以有效提高仪器性能。

表1 实验测量

频率(KHz)	未匹配(W)	未匹配-归一化	匹配后(W)	匹配后-归一化
					8	12.04	0.099	25.77	0.104
9	18.89	0.156	49.71	0.200
					10	30.83	0.256	128.75	0.518
11	45.45	0.377	185.75	0.748
					12	100.93	0.837	201.53	0.811
13	120.56	1	248.43	1
					14	56.54	0.469	180.56	0.727
15	21.33	0.177	140.27	0.564
					16	14.56	0.121	125.36	0.504
17	8.45	0.070	80.77	0.325

以上对本申请实施例所提供的一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法及模块，进行了详细介绍。以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。

如在说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定组件，硬件制造商可能会用不同名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。如在通篇说明书及权利要求书当中所提及的“包含”、“包括”为一开放式用语，故应解释成“包含/包括但不限定于”。“大致”是指在可接收的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。说明书后续描述为实施本申请的较佳实施方式，然所述描述乃以说明本申请的一般原则为目的，并非用以限定本申请的范围。本申请的保护范围当视所附权利要求书所界定者为准。

还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的商品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种商品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的商品或者系统中还存在另外的相同要素。

应当理解，本文中使用的术语“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

上述说明示出并描述了本申请的若干优选实施例，但如前所述，应当理解本申请并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述申请构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本申请的精神和范围，则都应在本申请所附权利要求书的保护范围内。

Claims (7)

1.一种声波测井宽频阻抗匹配变压器模块化设计方法，所述方法具体包括以下步骤：

S1）利用压电换能器的实际的阻抗数据，通过非线性回归方法拟合得出压电换能器的多模态等效电路的元件值，具体步骤为：

S1.1）用阻抗分析仪测试压电换能器实际的阻抗数据，将阻抗数据代入以下公式（1）中，公式如下：

（1），

式中，Y为压电换能器导纳模，

为压电换能器等效电路中的静态电容，

为角频率，

为各个谐振模态对应的动态电阻，

为各个模态对应的动态电感，

为各个模态对应的动态电容，j为复数，i为压电换能器模态个数，取值为大于0的整数；

S1.2）通过S1.1）的公式（1）反解拟合出的换能器等效电路的参数值，即压电换能器等效电路中的静态电容值C ₀ 、各个谐振模态对应的动态电阻值R _i 、各个模态对应的动态电感值L _i 、各个模态对应的动态电容值C _i ；

S2）选择以由匹配电容和匹配电感组成T型网络结构为压电换能器阻抗匹配网络结构；

具体步骤为：

S2.1）确定待匹配频率的频率点，

S2.2)以压电换能器在所述频率点的阻抗值作为负载，激励电路输出电阻作为信号源内阻，得出以由匹配电容和匹配电感组成T型网络结构为阻抗匹配网络结构；

S3）将S2)得到压电换能器阻抗匹配网络结构作为仿真电路负载对压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器一起进行参数优化，得到最终的优化后的压电换能器阻抗匹配网络结构及升压变压器参数，根据得到参数设计声波测井宽频阻抗匹配变压器模块，其特征在于， 具体步骤为：

S3.1）根据S2）得到压电换能器阻抗匹配网络结构，设置反射系数小于-20dB,频率范围选择10KHz-16KHz；

S3.2）根据S3.1）设置的参数将压电换能器阻抗匹配网络中的电容值、电感值和升压变压器的变比设为动态调试，通过Hybird算法得出优化后的升压变压器的变比和压电换能器阻抗匹配网络的元件参数值；

S3.3）根据S3.2）确定的升压变压器的变比，根据以下公式（2）确定升压变压器初级匝数N ₁ ，公式如下所示：

（2），

式中， U ₁ 为激励电路高压模块的直流电压，

为所选频率段的平均频率，B为变压器磁芯磁感应强度，S为变压器磁芯横截面积，K是耦合系数，当升压变压器绕线线径为0.3mm时，K=0.8，当升压变压器绕线线径为0.2mm时，K=0.9。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S3.2）中的升压变压器的变比范围为：1：5-1：10。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S3.2）中的电容在20nF-150nF，电感取值在3mH-6mH。

4.一种根据权利要求1-3任意一项所述的方法设计得到的模块，其特征在于，所述模块包括升压变压器和阻抗匹配网络电路，

所述升压变压器：用于调节压电换能器等效电阻与激励电路输出电阻比值以及升高激励电压；

所述阻抗匹配网络电路：调节压电换能器阻抗与激励电路、升压变压器阻抗之间的差异，降低负载系统的容抗，提高有功功率；

其中，所述升压变压器一端通过阻抗匹配网络电路与压电换能器连接，升压变压器的另一端与所述激励电路连接。

5.根据权利要求4所述的模块，其特征在于，所述阻抗匹配网络电路包括匹配电容和匹配电感，匹配电容并联在升压变压器的次级，匹配电感一端接匹配电容，另一端接压电换能器正极。

6.根据权利要求4所述的模块，其特征在于，所述激励电路包括半桥激励电路、全桥激励电路或者用抽头变压器实现的正负高压脉冲激励电路。

7.根据权利要求4所述的模块，其特征在于，所述模块能够将压电换能器的频带宽度变为10KHZ-16KHz，频带拓宽了3.5倍。

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