CN110896295A - 一种交流电机低纹波驱动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种交流电机低纹波驱动方法，采用的功率拓扑结构包含高频功率开关、高频二级管、高频直流滤波电感、六个低频功率开关串联六个低频二极管以及三个交流滤波电容组成，并对交流电机转子位置、速度、定子电流以及前级电感电流进行检测。控制时，通过高频功率开关高频斩波控制电流幅值，通过低频功率开关调节电流相位。本发明中，高频功率开关高频斩波，有助于降低电流纹波，减小电感体积；直流滤波电感使得无需通过大电容实现稳压；低频功率开关的采用有利于系统成本与开关损耗的降低；交流滤波电容提高了电流谐波性能，且减小了高dv/dt带来的不良影响；恒定调制比的后级控制方案便于各种调制策略的应用。

Description

一种交流电机低纹波驱动方法
技术领域
本发明涉及一种交流电机低纹波驱动方法，属于电力传动技术领域。
背景技术
传统的交流电力传动系统通常由通用或专用变频器直接驱动交流电机，而传统变频器性能有限，难以满足更高性能场合的电机驱动，主要存在以下几点问题：一方面，传统变频器输出电流谐波大，进一步造成定转子损耗增大，形成严重的发热，且会导致转矩脉动加剧，增加电机控制难度；另一方面，传统变频器输出端dv/dt很高，存在严重的电磁干扰，进一步对损坏电机绝缘与轴承，降低了系统可靠性。
现有解决方案均具有一定缺陷或局限性，简单阐述如下：
（1）优化调制策略，普遍存在最优开关角求解困难或算法复杂的不足；
（2）采用RLC滤波器避免低电磁常数影响，除电阻损耗外，还存在较高的电感高频交流铁损；
（3）采用高频开关器件，却无法忽略高成本与电磁干扰问题；
（4）改进拓扑结构，包含多电平逆变，两级式电压型逆变拓扑与电流型逆变拓扑，均存在适用场合有限的问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术所阐述的缺陷，提供一种交流电机低纹波驱动方法。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
一种交流电机低纹波驱动方法，设置驱动模块以驱动交流电机，所述驱动模块包含高频功率开关、高频直流滤波电感、高频二级管、逆变器、以及第一至第三交流滤波电容；所述逆变器包含第一至第六低频功率开关以及第一至第六低频二极管；
所述高频功率开关一端和外界直流电压源的正极相连，另一端分别和所述高频二极管的负极、高频直流滤波电感的一端相连；所述高频直流滤波电感的另一端分别和所述第一低频功率开关的一端、第三低频功率开关的一端、第五低频功率开关的一端相连；所述第一低频功率开关的另一端、第三低频功率开关的另一端、第五低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的正极、第三低频二极管的正极、第五低频二极管的正极一一对应相连；
所述高频二极管的正极分别和外界直流电压源的负极、第二低频二极管的负极、第四低频二极管的负极、第六低频二极管的负极相连；所述第二低频二极管的正极、第四低频二极管的正极、第六低频二极管的正极分别和所述第二低频功率开关的一端、第四低频功率开关的一端、第六低频功率开关的一端一一对应相连；
所述第二低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的负极、第一交流滤波电容的一端、交流电机的A相输入端相连；
所述第四低频功率开关的另一端分别和所述第三低频二极管的负极、第二交流滤波电容的一端、交流电机的B相输入端相连；
所述第六低频功率开关的另一端分别和所述第五低频二极管的负极、第三交流滤波电容的一端、交流电机的C相输入端相连；
所述第二交流滤波电容的另一端分别和所述第一交流滤波电容的另一端、第三交流滤波电容的另一端相连；
所述驱动模块的驱动方法如下：
步骤1），获得交流电机位置信号，对位置信号进行微分处理得到电机实时转速，然后将电机实时转速与预先给定的转速参考值作差后经转速调节器调节输出转矩电流给定值i q * ；
步骤2），获得交流电机的三相定子电流，解算得到电流的转矩分量i q 与励磁分量i d ；
步骤3），将i q 和预先给定的转矩电流参考值i q * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出q轴参考电流i wq * ；
步骤4），将i d 和预先给定的励磁电流参考值i d * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出d轴参考电流i wd * ；
步骤5），根据公式i dc * = sqrt(i * wq 2 +i * wd 2 ) /m计算出直流电流参考值i dc * ，式中，m为预先设定的调制比；
步骤6），根据公式α=atan(i * wq /i * wd ) 计算出逆变器输出电流相位α；
步骤7），获得高频直流滤波电感的电流i dc ，将i dc * 与i dc 作差后经电流调节器得到高频功率开关的占空比，该占空比与预先设定频率阈值的载波相比得到高频开关信号，根据高频开关信号来控制高频功率开关工作；
步骤8），根据预先设定的调制比、α以及交流电机位置信号，结合恒定调制比调制策略，得到第一至第六低频功率开关的开关信号，根据第一至第六低频功率开关的开关信号来控制第一至第六低频功率开关工作。
作为本发明一种交流电机低纹波驱动方法进一步的优化方案，所述第一至第三交流滤波电容均采用容性滤波网络替代。
作为本发明一种交流电机低纹波驱动方法进一步的优化方案，所述步骤1）中通过在交流电机中设置位置传感器来获取交流电机位置信号。
作为本发明一种交流电机低纹波驱动方法进一步的优化方案，所述步骤1）中根据交流电机的输入电流和输入电压采用无位置算法来计算交流电机位置信号。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
1. 高频开关器件的采用可通过高频斩波降低电流纹波，从而减小电感体积提高系统动态性能；且仅采用单个高频功率开关，对于成本的增加可忽略不计；
2. 前级采用直流滤波电感，使得无需通过大电容实现稳压；
3. 低频功率开关的采用有利于系统成本与开关损耗的降低；
4. 交流滤波电容提高了电流谐波性能，且减小了高dv/dt带来的不良影响；并且不存在交流滤波电感带来的高频铁损问题；
5. 前级调速后级换相的控制策略，一方面可跟随负载调控直流侧电流，降低损耗的同时利于电机启动；另一方面后级定调制比控制便于各种调制策略的应用。
附图说明
图1为本发明控制系统实现框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。
如图1所示，本发明公开了一种交流电机低纹波驱动方法，设置驱动模块以驱动交流电机，所述驱动模块包含高频功率开关、高频直流滤波电感、高频二级管、逆变器、以及第一至第三交流滤波电容；所述逆变器包含第一至第六低频功率开关以及第一至第六低频二极管；
所述高频功率开关一端和外界直流电压源的正极相连，另一端分别和所述高频二极管的负极、高频直流滤波电感的一端相连；所述高频直流滤波电感的另一端分别和所述第一低频功率开关的一端、第三低频功率开关的一端、第五低频功率开关的一端相连；所述第一低频功率开关的另一端、第三低频功率开关的另一端、第五低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的正极、第三低频二极管的正极、第五低频二极管的正极一一对应相连；
所述高频二极管的正极分别和外界直流电压源的负极、第二低频二极管的负极、第四低频二极管的负极、第六低频二极管的负极相连；所述第二低频二极管的正极、第四低频二极管的正极、第六低频二极管的正极分别和所述第二低频功率开关的一端、第四低频功率开关的一端、第六低频功率开关的一端一一对应相连；
所述第二低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的负极、第一交流滤波电容的一端、交流电机的A相输入端相连；
所述第四低频功率开关的另一端分别和所述第三低频二极管的负极、第二交流滤波电容的一端、交流电机的B相输入端相连；
所述第六低频功率开关的另一端分别和所述第五低频二极管的负极、第三交流滤波电容的一端、交流电机的C相输入端相连；
所述第二交流滤波电容的另一端分别和所述第一交流滤波电容的另一端、第三交流滤波电容的另一端相连；
所述驱动模块的驱动方法如下：
步骤1），获得交流电机位置信号，对位置信号进行微分处理得到电机实时转速，然后将电机实时转速与预先给定的转速参考值作差后经转速调节器调节输出转矩电流给定值i q * ；
步骤2），获得交流电机的三相定子电流，解算得到电流的转矩分量i q 与励磁分量i d ；
步骤3），将i q 和预先给定的转矩电流参考值i q * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出q轴参考电流i wq * ；
步骤4），将i d 和预先给定的励磁电流参考值i d * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出d轴参考电流i wd * ；
步骤5），根据公式i dc * = sqrt(i * wq 2 +i * wd 2 ) /m计算出直流电流参考值i dc * ，式中，m为预先设定的调制比；
步骤6），根据公式α=atan(i * wq /i * wd ) 计算出逆变器输出电流相位α；
步骤7），获得高频直流滤波电感的电流i dc ，将i dc * 与i dc 作差后经电流调节器得到高频功率开关的占空比，该占空比与预先设定频率阈值的载波相比得到高频开关信号，根据高频开关信号来控制高频功率开关工作；
步骤8），根据预先设定的调制比、α以及交流电机位置信号，结合恒定调制比调制策略，得到第一至第六低频功率开关的开关信号，根据第一至第六低频功率开关的开关信号来控制第一至第六低频功率开关工作。
所述第一至第三交流滤波电容均可以采用容性滤波网络替代。
所述步骤1）中可以通过在交流电机中设置位置传感器来获取交流电机位置信号，也可以根据交流电机的输入电流和输入电压采用无位置算法来计算交流电机位置信号。
本发明通过高频功率开关高频斩波控制电流幅值，从而达到减小电流纹波降低电感体积的目的；通过低频功率开关调节电流相位，从而实现低损耗低成本的追求。控制过程中，不断步骤，即可实现电机转速、电流幅值与相位良好的跟踪参考值。整体方案采用的功率拓扑结构较为简单，控制技术易于实现，并且可有效降低电流纹波、减小系统损耗，有助于提高交流电机驱动系统的效率与稳定性。
本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种交流电机低纹波驱动方法，其特征在于，设置驱动模块以驱动交流电机，所述驱动模块包含高频功率开关、高频直流滤波电感、高频二级管、逆变器、以及第一至第三交流滤波电容；所述逆变器包含第一至第六低频功率开关以及第一至第六低频二极管；
所述高频功率开关一端和外界直流电压源的正极相连，另一端分别和所述高频二极管的负极、高频直流滤波电感的一端相连；所述高频直流滤波电感的另一端分别和所述第一低频功率开关的一端、第三低频功率开关的一端、第五低频功率开关的一端相连；所述第一低频功率开关的另一端、第三低频功率开关的另一端、第五低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的正极、第三低频二极管的正极、第五低频二极管的正极一一对应相连；
所述高频二极管的正极分别和外界直流电压源的负极、第二低频二极管的负极、第四低频二极管的负极、第六低频二极管的负极相连；所述第二低频二极管的正极、第四低频二极管的正极、第六低频二极管的正极分别和所述第二低频功率开关的一端、第四低频功率开关的一端、第六低频功率开关的一端一一对应相连；
所述第二低频功率开关的另一端分别和所述第一低频二极管的负极、第一交流滤波电容的一端、交流电机的A相输入端相连；
所述第四低频功率开关的另一端分别和所述第三低频二极管的负极、第二交流滤波电容的一端、交流电机的B相输入端相连；
所述第六低频功率开关的另一端分别和所述第五低频二极管的负极、第三交流滤波电容的一端、交流电机的C相输入端相连；
所述第二交流滤波电容的另一端分别和所述第一交流滤波电容的另一端、第三交流滤波电容的另一端相连；
所述驱动模块的驱动方法如下：
步骤1），获得交流电机位置信号，对位置信号进行微分处理得到电机实时转速，然后将电机实时转速与预先给定的转速参考值作差后经转速调节器调节输出转矩电流给定值i q * ；
步骤2），获得交流电机的三相定子电流，解算得到电流的转矩分量i q 与励磁分量i d ；
步骤3），将i q 和预先给定的转矩电流参考值i q * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出q轴参考电流i wq * ；
步骤4），将i d 和预先给定的励磁电流参考值i d * 作差后经电流调节器调节得到逆变器输出d轴参考电流i wd * ；
步骤5），根据公式i dc * = sqrt(i * wq 2 +i * wd 2 ) /m计算出直流电流参考值i dc * ，式中，m为预先设定的调制比；
步骤6），根据公式α=atan(i * wq /i * wd ) 计算出逆变器输出电流相位α；
步骤7），获得高频直流滤波电感的电流i dc ，将i dc * 与i dc 作差后经电流调节器得到高频功率开关的占空比，该占空比与预先设定频率阈值的载波相比得到高频开关信号，根据高频开关信号来控制高频功率开关工作；
步骤8），根据预先设定的调制比、α以及交流电机位置信号，结合恒定调制比调制策略，得到第一至第六低频功率开关的开关信号，根据第一至第六低频功率开关的开关信号来控制第一至第六低频功率开关工作。
2.如权利要求1所述的交流电机低纹波驱动方法，其特征在于，所述第一至第三交流滤波电容均采用容性滤波网络替代。
3.如权利要求1所述的交流电机低纹波驱动方法，其特征在于，所述步骤1）中通过在交流电机中设置位置传感器来获取交流电机位置信号。
4.根据权利要求1所述的高效率低纹波电机驱动方法，其特征在于，所述步骤1）中根据交流电机的输入电流和输入电压采用无位置算法来计算交流电机位置信号。
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