CN110739874B - 一种三电平逆变器死区补偿方法 - Google Patents

一种三电平逆变器死区补偿方法 Download PDF

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Abstract

一种三电平逆变器死区补偿方法，涉及逆变器开关策略，步骤如下：对逆变器输出电压分压得0~3V的电压；设置两组电压比较器的参考值U ref1 和U ref2 ；配置DSP处理器中ePWM模块和3个CAP模块；电压比较器的输入为分得的电压和参考电压；配置DSP处理器ADC模块；将逆变器电压矢量图划分为6个扇区，对得到的两组占空比进行筛选，对得到的两组电压信号进行筛选，求取一相端电压高电平持续时间、补偿时间；计算中点电位与输出端电压的中等电位之间、判断电流极性；计算补偿电压并加到目标电压中得目标电压；执行最近三矢量脉宽调制策略、完成逆变器死区效应补偿；具有不依赖电流检测、精度高、成本低、适用范围广等优点。

Description

一种三电平逆变器死区补偿方法
技术领域
本发明涉及逆变器开关策略，详细讲是一种不依赖电流检测、基于端电压检测、考虑三电平逆变器中点电位波动、成本低、适用范围广的三电平逆变器死区补偿方法。
背景技术
我们知道，考虑到功率器件存在开关延迟，为防止桥臂直通，脉宽调制的电压源型逆变器需要插入死区时间。虽然死区时间只占开关周期的很小部分，但累积的电压误差会导致电流畸变、输出转矩脉动和增加电机损耗等不良后果。三电平逆变器波形正弦度优于两电平因而被广泛应用，但无论采用何种逆变器种类，三电平T型逆变器，还是二极管箝位型三电平I型逆变器,抑或是采用何种调制方式，最近三矢量脉宽调制(NTV-PWM)，还是虚拟空间矢量脉宽调制(VSV-PWM)，电机性能都会因为死区时间的插入而大打折扣。
为了改善逆变器输出畸变现象，研究人员提出了许多不同种类的补偿方法。其中大部分文献研究了关于两电平逆变器输出非线性特性以及补偿方法，主要可以分为基于扰动观测器的死区补偿策略、基于电流谐波过滤法的死区补偿策略以及基于伏秒平衡法的死区补偿策略。实际上关于死区补偿方法的原理两电平和三电平基本上通用，对于三电平逆变器的非线性特性研究和补偿方法同样在一些文献中作了具体阐述。
基于扰动观测器的死区补偿策略利用观测器估计总的电压误差。这种方法不需要测量电流极性，但是容易受到电机电阻、电感参数变化的影响，而且需要精确的电流和转速等信号的反馈，只有安装有速度和电流传感器的电机驱动系统才能够使用。
基于电流谐波过滤法的死区补偿策略对dq轴同步旋转坐标系中的电流六次谐波进行滤波来获取补偿电压。虽然这种方法不依赖电流极性的检测和电机参数，但是电流谐波过滤存在不同程度的相位延迟，动态特性差，而且只能在采用矢量控制的具有电流环的电机控制系统中应用。
基于伏秒平衡法的死区补偿策略综合考虑死区插入、信号传递延迟、IGBT导通和关断延迟、IGBT和二极管压降等因素，给出了电压误差的准确表达式，试图对电压畸变进行准确补偿。这种方法的效果取决于电流极性判断和补偿时间的获取两个关键点。对于电流极性判断，由于PWM噪声和电流钳位现象的存在，在电流过零区间利用电流传感器很难实现准确的电流检测。对于补偿时间的获取，大部分工程机械在不要求电机输出性能情况下，都不进行补偿或者采用固定补偿时间进行补偿，但是对于电机性能要求较高的场合则不适用。
发明内容
本发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种不依赖电流检测，考虑中点电位波动实际情况，能够对死区进行准确补偿、占空比在线反馈，成本低，适用范围广的三电平逆变器死区补偿方法。
本发明所采用的技术方案是：
一种三电平逆变器死区补偿方法，其特征在于包括如下步骤：
(1)对三电平T型逆变器输出端电压进行分压得到0～3V范围内的电压；
(2)选用6个高速电压比较器并分成两组；两组电压比较参考值Uref1和Uref2根据表达式(1)设置；配置DSP处理器中ePWM模块两个计数比较器使ADC模块可以在一个调制周期内触发两次电压采样的数模转换以及触发CAP模块的两次边沿捕捉；两次触发时间设置为调制周期的起始时刻和中间时刻；
(3)配置DSP处理器中3个CAP模块采集6个高速电压比较器的上升沿和下降沿输出端电压；高速电压比较器的输入为步骤(1)中分压后逆变器三相输出端电压和设置的参考电压；配置DSP处理器ADC模块中4个通道采集步骤(1)中分压后的三电平逆变器三相端电压和逆变器中点电位电压；根据步骤(2)一个调制周期内两次触发的设置可以在一个调制周期内获得两组占空比信号和电压信号；
(4)将三电平逆变器电压矢量图划分为6个扇区，其中-30度到+30度为第1扇区之后每隔60度为一个扇区；利用最近三矢量脉宽调制(NTV-PWM)一个周期内端电压只在0～Udc或者Udc～2Udc范围的特性对步骤(3)获得的两组占空比进行筛选，规则为：
Figure BDA0002213450990000021
以A相为例解释上表为：当A相电压矢量处于扇区6，1和2时、选用以Uref1为参考电压的占空比，当A相电压矢量处于扇区3，4和5时、选用以Uref2为参考电压的占空比；对步骤(3)获得的两组电压信号进行筛选，规则如下。
Figure BDA0002213450990000022
以A相为例解释上表为：当A相电压矢量处于扇区6，1和2时、选用触发时间为一个调制周期起始时刻采样得到的三相端电压信号，当A相电压矢量处于扇区3，4和5时、选用触发时间为一个调制周期中间时刻采样得到的三相端电压信号；两组电压信号筛选之后得到三相输出端电压中等电位；
(5)利用步骤(4)得到的占空比乘以一个调制周期的时间，即是一相端电压高电平持续时间，按照表达式(2)计算补偿时间；利用步骤(4)得到的三相输出端电压中等电位，按照表达式(3)计算逆变器中点电位与输出端电压的中等电位之间差值，进而用于判断电流极性；差值大于0时，电流为正；差值小于0时，电流为负；
(6)考虑中点电位波动因素对三电平逆变器输出畸变影响的前提下，按照表达式(4)和(5)分情况计算三相补偿电压；
(7)将步骤(6)计算得到的三相补偿电压进行Clarke变换，得到两相静止坐标系下的补偿电压；
(8)将步骤(7)计算得到的两相静止坐标系下的补偿电压加到两相静止坐标系下三电平逆变器的目标电压中得到补偿后的目标电压；
(9)以步骤(8)得到的补偿后的目标电压为输入，执行最近三矢量脉宽调制策略(NTV-PWM)即可完成三电平逆变器死区效应补偿；同时可以得到下一个开关周期三相占空比；
(10)只要电机电压频率不变，就重复执行步骤(6)-(9)；
(11)当电机电压频率变化时，需要执行步骤(4)-(9)；
第(2)步中参考电压Uref1和Uref2的表达式(1)为：
Figure BDA0002213450990000031
式中：Udc为直流母线电压的1/2；
步骤(5)所述的表达式(2)为：
Tc＝T*-T (2)
式中：Tc为补偿时间；T*为一相输出端电压高电平理论持续时间，可以由程序给出；T为该相输出端电压高电平实际持续时间；如当Tc为A相补偿时间时，T* A为A相输出端电压高电平理论持续时间，TA为A相输出端电压高电平实际持续时间；
步骤(5)所述的表达式(3)为：
Ud＝Unp-UXO (3)
式中：Ud为差值电压；Unp为三电平逆变器中点电位；UXO为一相输出端电压中等电位，X可以为A，B或者C；
步骤(6)所述的表达式(4)、(5)为：
当输出端电压u处于区间Udc～2Udc时，补偿电压为
Figure BDA0002213450990000032
当输出端电压u处于区间0～Udc时，补偿电压为
Figure BDA0002213450990000033
式中：UD为二极管导通压降；UF为IGBT正向导通压降；Tc为补偿时间；TPWM为一个PWM周期的时间长度，本设计中采用100μs。
其中
Figure BDA0002213450990000034
Figure BDA0002213450990000035
式中：u为逆变器输出端电压；iA为A相电流。
表达式(4)、(5)、(6)都是以A相为例，对于B相和C相的补偿电压表达式只需将下角标为A的变量换成下角标为B和C的变量即可。
附图说明
表1是实验用三电平T型逆变器参数。
表2是实验用感应电机参数。
图1是实际占空比采集原理图。
图2是利用电压采样判断电流极性原理图，其中图(a)-图(d)表示在输出端电压u处于区间Udc～2Udc时，电流从负到正变化，图(e)-图(h)表示在输出端电压u处于区间0～Udc时表示电流从正到负变化。
图3是三电平逆变器电压矢量图。
图4是A相电流与差值电压Ud。
图5是A相理论占空比和实际占空比对比图。
图6是实际补偿时间曲线图。
图7是验证本发明电流极性判断方法的A相电流对比图。
图8是验证本发明补偿时间获取方法的A相电流对比图。
图9是是验证本发明考虑中点电位波动因素的A相电流对比图。
图10是不同补偿方法下的电流谐波。
具体实施方式
基于端电压检测的占空比在线反馈修正的三电平逆变器死区补偿方法，其特征在于包括如下步骤：
(1)选用比值约为1：70的两组分压电阻对三电平T型逆变器输出端电压进行分压得到0～3V范围内的电压；
(2)选用6个MAX903电压高速比较芯片并分成两组，3个一组。两组电压比较参考值Uref1和Uref2根据表达式(1)设置。配置TMS320F28335芯片中ePWM模块两个计数比较器使ADC模块可以在一个调制周期内触发两次电压采样的数模转换以及触发CAP模块的两次边沿捕捉。两次触发时间设置为调制周期的起始时刻和中间时刻；
(3)配置TMS320F28335芯片中3个CAP模块采集6个高速电压比较器的上升沿和下降沿输出端电压。电压比较器的输入为步骤(1)中分压后逆变器三相输出端电压和设置的参考电压(Uref1和Uref2)。配置TMS320F28335芯片ADC模块中4个通道采集步骤(1)中分压后的三电平逆变器三相端电压和逆变器中点电位电压。根据步骤(2)一个调制周期内两次触发的设置可以在一个调制周期内获得两组占空比信号和电压信号；
(4)将三电平逆变器电压矢量图划分为6个扇区，其中-30度到+30度为第1扇区之后每隔60度为一个扇区。利用最近三矢量脉宽调制(NTV-PWM)一个周期内端电压只在0～Udc或者Udc～2Udc范围的特性对步骤(3)获得的两组占空比进行筛选，规则如下。
Figure BDA0002213450990000041
上表以A相为例，当电压矢量处于扇区6，1和2时。选用以Uref1为参考电压的占空比。当电压矢量处于扇区3，4和5时。选用以Uref2为参考电压的占空比。其他相情况与A相对应相同。并对步骤(3)获得的两组电压信号进行筛选，规则如下。
Figure BDA0002213450990000042
上表以A相为例，当电压矢量处于扇区6，1和2时。选用触发时间为一个调制周期起始时刻采样得到的三相端电压信号。当电压矢量处于扇区3，4和5时。选用触发时间为一个调制周期中间时刻采样得到的三相端电压信号。其他相情况与A相对应相同。两组电压信号筛选之后得到三相输出端电压中等电位；
(5)利用步骤(4)筛选得到的实际占空比乘以一个调制周期的时间即是一相端电压高电平持续时间，按照表达式(2)计算补偿时间；利用步骤(4)获得的三相输出端电压中等电位，按照表达式(3)计算逆变器中点电位与输出端电压的中等电位之间差值，进而用于判断电流极性。如差值大于0时，电流为正；差值小于0时，电流为负；
(6)考虑中点电位波动因素对三电平逆变器输出畸变影响的前提下，按照表达式(4)和(5)分情况计算补偿电压；
(7)将步骤(6)计算得到的三相补偿电压进行Clarke变换，得到两相静止坐标系下的补偿电压；
(8)将步骤(7)计算得到的两相静止坐标系下的补偿电压加到两相静止坐标系下三电平逆变器的目标电压中得到补偿后的目标电压；
(9)以步骤(8)得到的补偿后的目标电压为输入，执行最近三矢量脉宽调制策略(NTV-PWM)即可完成三电平逆变器死区效应补偿。同时可以得到下一个开关周期三相占空比；
(10)只要电机电压频率不变，就重复执行步骤(6)-(9)；
(11)当电机电压频率变化时，需要执行步骤(4)-(9)。
第(2)步中参考电压Uref1和Uref2表示如下
Figure BDA0002213450990000051
式中：Udc为直流母线电压的1/2。
第(5)步所述的表达式(2)如下：
Tc＝T*-T (2)
式中：Tc为补偿时间；T*为一相输出端电压高电平理论持续时间，可以由程序给出；T为该相输出端电压高电平实际持续时间。如当Tc为A相补偿时间时，T* A为A相输出端电压高电平理论持续时间，TA为A相输出端电压高电平实际持续时间。
步骤(5)所述的表达式(3)为：
Ud＝Unp-UXO (3)
式中：Ud为差值电压；Unp为三电平逆变器中点电位；UXO为一相输出端电压中等电位，X可以为A，B或者C；
第(6)步所述的表达式(4)和(5)如下：当输出端电压u处于区间Udc～2Udc时，补偿电压为
Figure BDA0002213450990000052
当输出端电压u处于区间0～Udc时，补偿电压为
Figure BDA0002213450990000053
式中：UD为二极管导通压降；UF为IGBT正向导通压降；Tc为补偿时间；TPWM为一个PWM周期的时间长度，本设计中采用100μs。
其中
Figure BDA0002213450990000061
Figure BDA0002213450990000062
式中：u为逆变器输出端电压；iA为A相电流。
表达式(4)、(5)和(6)都是针对A相的，对于B相和C相的补偿电压表达式只需将下角标为A的变量换成下角标为B和C的变量即可。
本发明不依赖电流检测，考虑中点电位波动实际情况，能够对死区进行准确补偿、占空比在线反馈，补偿数据精准、成本低，适用范围广。
本发明实验如下，实验平台参数如表1和表2所示。
1、本发明电流极性判断方法与传统电流极性判断方法的对比
电机电压频率为5Hz时，按照本专利中电流极性判断方法和利用电流传感器的传统电流极性判断方法如图4所示。本专利发明通过对三电平逆变器分压采样、信号筛选处理等一系列操作，可以准确判断电流过零点时的极性。图中是中点电位Unp和A相输出端电压中等电位的差值UAO。当差值大于0时，表示从点Unp流出电流流向点UAO，即A相电流大于0；反之当差值小于0时，A相电流从点UAO流入点Unp，即A相电流小于0。图中红色曲线是使用电流传感器测到的A相电流。可以看出电流传感器采集电流在过零点附近会产生箝位现象因而很难对电流极性作出判断，而本文提出方法在过零点附近差异明显，能够很好判断电流极性。
2、补偿时间的获取
在实际电机运行过程中，为了节省成本和压缩空间，往往对逆变器不进行补偿，即补偿时间为0，或者进行固定补偿。即补偿时间恒等于死区时间。这种做法在对电机输出特性有较高要求的场合难以使用。因此为了适应高要求场合，补偿时间的精确测量十分关键。
本专利采用高速比较器芯片MAX903，补偿时间的获取是根据三相理论占空比和实际占空比作差得到。理论占空比由最近三矢量脉宽调制(NTV-PWM)算法给出，如图5中红色曲线；而实际占空比通过占空比采集在线反馈，如图5中蓝色曲线所示。
图6所示是理论占空比与实际占空比的差值，即补偿时间Tc。正是补偿电压表达式中另一个关键点。由于补偿时间峰值约等于3us，即设置的死区时间，与补偿时间的理论分析吻合。
3、不同补偿方法的对比
本发明专利有3个关键点，(1)本发明专利的电流极性判断方法，(2)本发明专利的占空比在线反馈的双阈值法，(3)本发明专利考虑了三电平逆变器实际中点电位波动情况的观点。针对基于伏秒平衡法的三电平逆变器死区补偿策略，本专利提出方法与其他现存方法进行对比来验证上述三个关键点。
1、验证电流极性判断方法
如图7所示，图中分别是不同情况下A相电流和傅里叶分析。其中(a)为不补偿情况，(b)为利用电流传感器获取电流极性的固定补偿情况，(c)为利用本发明电流极性方法的固定补偿情况。(b)(c)代表的两种补偿方法都采用固定补偿时间进行补偿，而不同点在于(b)图补偿方法利用电流传感器测量相电流来判断电流极性，而(c)图补偿方法利用本发明电流极性判断方法来判断电流极性。对比明显可知，本发明电流极性方法存在优越性。
2、验证占空比采集的双阈值法
如图8所示，图中(a)为本文电流极性方法的固定补偿情况，(b)为本发明方法不考虑中点电位波动因素的补偿情况。相同点在于都使用本发明电流极性判断方法来判断电流极性，而不同点在于(a)图补偿方法采用固定补偿时间，而(b)图补偿方法采用本发明提出的双阈值法在线反馈实际占空比，进而计算得到补偿时间。通过对比能够验证本发明提出的双阈值法的有效性。
3、验证考虑中点电位波动因素对逆变器输出波形谐波的改善
如图9所示，图中(a)本发明方法不考虑中点电位波动因素的补偿情况，(b)本文方法计算中点电位波动因素补偿情况。同样的电流极性判断和补偿时间获取均相同，不同点在于是否考虑中点电位波动因素对逆变器输出波形谐波的影响。对比可知，在进行三电平逆变器死区补偿策略研究中，理当考虑实际中点电位波动情况。
实验在空载情况下进行，可想而知加载后由于电流幅值的增大，电流波形的改善幅度会更大。为了更加全面的验证本文提出的方法，给出了不同频率下各种补偿方法的实验效果，如图10所示。可以看出随着频率增加，补偿效果整体上越来越好。
表1
Figure BDA0002213450990000071
表2
Figure BDA0002213450990000072

Claims (1)

1.一种三电平逆变器死区补偿方法，其特征在于包括如下步骤：
(1)对三电平T型逆变器输出端电压进行分压得到0～3V范围内的电压；
(2)选用6个高速电压比较器并分成两组；两组电压比较参考值Uref1和Uref2根据表达式(1)设置；配置DSP处理器中ePWM模块两个计数比较器使ADC模块可以在一个调制周期内触发两次电压采样的数模转换以及触发CAP模块的两次边沿捕捉；两次触发时间设置为调制周期的起始时刻和中间时刻；
(3)配置DSP处理器中3个CAP模块采集6个高速电压比较器的上升沿和下降沿输出端电压；高速电压比较器的输入为步骤(1)中分压后逆变器三相输出端电压和设置的参考电压；配置DSP处理器ADC模块中4个通道采集步骤(1)中分压后的三电平逆变器三相端电压和逆变器中点电位电压；根据步骤(2)一个调制周期内两次触发的设置可以在一个调制周期内获得两组占空比信号和电压信号；
(4)将三电平逆变器电压矢量图划分为6个扇区，其中-30度到+30度为第1扇区之后每隔60度为一个扇区；利用最近三矢量脉宽调制(NTV-PWM)一个周期内端电压只在0～Udc或者Udc～2Udc范围的特性对步骤(3)获得的两组占空比进行筛选，规则为：
Figure FDA0002828653420000011
以A相为例解释上表为：当A相电压矢量处于扇区6，1和2时、选用以Uref1为参考电压的占空比，当A相电压矢量处于扇区3，4和5时、选用以Uref2为参考电压的占空比；对步骤(3)获得的两组电压信号进行筛选，规则如下：
Figure FDA0002828653420000012
以A相为例解释上表为：当A相电压矢量处于扇区6，1和2时、选用触发时间为一个调制周期起始时刻采样得到的三相端电压信号，当A相电压矢量处于扇区3，4和5时、选用触发时间为一个调制周期中间时刻采样得到的三相端电压信号；两组电压信号筛选之后得到三相输出端电压中等电位；
(5)利用步骤(4)得到的占空比乘以一个调制周期的时间，即是一相端电压高电平持续时间，按照表达式(2)计算补偿时间；利用步骤(4)得到的三相输出端电压中等电位，按照表达式(3)计算逆变器中点电位与输出端电压的中等电位之间差值，进而用于判断电流极性；差值大于0时，电流为正；差值小于0时，电流为负；
(6)考虑中点电位波动因素对三电平逆变器输出畸变影响的前提下，按照表达式(4)和(5)分情况计算三相补偿电压；
(7)将步骤(6)计算得到的三相补偿电压进行Clarke变换，得到两相静止坐标系下的补偿电压；
(8)将步骤(7)计算得到的两相静止坐标系下的补偿电压加到两相静止坐标系下三电平逆变器的目标电压中得到补偿后的目标电压；
(9)以步骤(8)得到的补偿后的目标电压为输入，执行最近三矢量脉宽调制策略(NTV-PWM)即可完成三电平逆变器死区效应补偿；同时可以得到下一个开关周期三相占空比；
(10)只要电机电压频率不变，就重复执行步骤(6)-(9)；
(11)当电机电压频率变化时，需要执行步骤(4)-(9)；
第(2)步中参考电压Uref1和Uref2的表达式(1)为：
Figure FDA0002828653420000021
式中：Udc为直流母线电压的1/2；
步骤(5)所述的表达式(2)为：
Tc＝T*-T (2)
式中：Tc为补偿时间；T*为一相输出端电压高电平理论持续时间，可以由程序给出；T为该相输出端电压高电平实际持续时间；如当Tc为A相补偿时间时，T* A为A相输出端电压高电平理论持续时间，TA为A相输出端电压高电平实际持续时间；
步骤(5)所述的表达式(3)为：
Ud＝Unp-UXO (3)
式中：Ud为差值电压；Unp为三电平逆变器中点电位；UXO为一相输出端电压中等电位，X可以为A，B或者C；
步骤(6)所述的表达式(4)、(5)为：
当输出端电压u处于区间Udc～2Udc时，补偿电压为
Figure FDA0002828653420000022
当输出端电压u处于区间0～Udc时，补偿电压为
Figure FDA0002828653420000023
式中：UD为二极管导通压降；UF为IGBT正向导通压降；Tc为补偿时间；TPWM为一个PWM周期的时间长度，本设计中采用100μs；
其中
Figure FDA0002828653420000024
Figure FDA0002828653420000025
式中：u为逆变器输出端电压；iA为A相电流；
表达式(4)、(5)、(6)都是以A相为例，对于B相和C相的补偿电压表达式只需将下角标为A的变量换成下角标为B和C的变量即可。
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