CN110739851A - 基于叠加输出的高增益直流电压变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，属于直流电压变换电路技术领域，借助于在基本的升压斩波电路上根据需要叠加升压电路叠加单元，可以获得高的升压比控制；电路功率变换一次完成，电路获得比较高的变换效率，可广泛应用于新能源发电系统中的输出电压的调整与控制。在基本的升压斩波电路上，如根据需要叠加上数个升压电路叠加单元，开关管周期性地开通关断，变换电路获得比基本斩波电路高得多的升压比控制，输出电压可以获得大幅度提升，电路的功率变换无需多次流转，一次性地完成电路的功率变换，电路变换效率高。

Description

基于叠加输出的高增益直流电压变换电路

技术领域

本发明属于直流电压变换电路技术领域，具体涉及基于叠加输出的高增益直流电压变换电路。

背景技术

当前，随着全球能源紧张局势加剧，化石能源使用所产生的污染愈演愈烈，风能与太阳能等可再生能源发电系统逐步被全社会广泛接受，获得了广泛的应用。

但在风能与太阳能的应用过程中，由于受到风速、光照、气候等环境因素的影响，这些发电系统的随机性、波动性问题就暴露出来，电力系统无法接纳如此快速变动的随机功率，大规模应用受到极大制约。如何让风能与太阳能等可再生能源发电装置在环境条件变动的情况下产生比较稳定的电能，是可再生能源发电系统被大规模应用的重要条件。

在光伏发电系统中，光电池组所产生的电压低，太阳光被云层遮挡、光强减弱时光电池组输出电压将更低。为了在宽广的光照范围内充分利用光能，给后续负载提供稳定的直流电压，需要将光电池所产生的电压调整到合适的电压范围，同时实施最大功率跟踪(MPPT)控制。为此，需要在光电池输出端配置直流升压变换电路，将光电池产生的随环境变化的直流电压提升到设定范围。同样，直驱风力发电系统输出交流电经整流输出的直流电压也随环境的风速而变化，在逆变并网前，必须使逆变器的输入直流电压控制在合适的范围内。考虑到风速变化范围较宽，且希望直驱风力发电系统在任意风况下输出最大功率，也需要实施MPPT控制。因此，直驱风力发电系统输出电压必须实施升压或降压控制，将逆变并网前的输入电压控制在合适的范围内。因此，在可再生能源发电系统中，升压变换电路获得了广泛应用。

直流升压变换最典型的是Boost变换电路，在考虑升压变换电路实际参数情况下，其升压比不大，在直驱风力发电系统中使用尚能满足基本升压要求，但在光伏发电系统中，因其光电池输出电压低，Boost变换电路无法获得规定的升压比，其应用受到限制，对光伏发电系统充分利用光伏能量不利，配置多级升压变换电路又将影响整个系统效率，需要配置高增益升压变换电路。本发明提出一种高增益、高效率直流电压变换电路。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于提供基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，获得比基本升压斩波电路高的输出电压增益。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：

基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，包括输入电源E，所述的输入电源E正端与第一电感L₁的一端、第三二极管D_{2_1}的阳极相连；所述的第三二极管D_{2_1}的阴极与第二电感L₂的一端、第四二极管D_{2_2}的阴极相连；此时，该变换电路包括两种连接情况：第一种连接情况是，当变换电路包括第一三极管VT₁、第二三极管VT₂时，所述的第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第二三极管VT₂的集电极相连；所述的第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；所述的第一电感L₁的另一端与第一电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第一三极管VT₁的集电极相连；所述的输入电源E的负端与第一三极管VT₁的发射极、第二三极管VT₂的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；所述的第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连；第二种连接情况是，当第一种连接情况的第一三极管VT₁、第二三极管VT₂由一个晶体管VT取代，第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2隔断两变换分支电路之间的交叉影响，此时，第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第六二极管D_0-2阳极相连；第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；第一电感L₁的另一端与电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第五二极管D_0-1阳极相连；第五二极管D_0-1阴极与第六二极管D_0-2阴极、晶体管VT集电极相连；输入电源E的负端与晶体管VT的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连，形成第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频并同时开通关断方式；其中，在第一种连接情况下，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频互补开关工作方式是第一三极管VT₁、第二三极管VT₂在相同的工作周期内互补导通。

进一步的，电路的工作原理与过程与第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的工作方式有关，为不失一般性，假定所述的第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的工作频率相同，且均按PWM工作方式，第一三极管VT₁的占空比为σ₁，第二三极管VT₂的占空比为σ₂，工作周期为T，有σ₁、

0≤σ₁、σ₂≤1，t_on为开关管在开关周期T内的开通时间；按照电路一般工作状态，两开关管按照相同工作频率工作，但在非同步工作方式下，在一个控制周期内，按照第一开关管、第二开关管的工作状态，电路可以有4种工作状态，分别对应0～t₁阶段，t₁～t₂阶段，t₂～t₃阶段，t₃～t₄阶段，其中，0～t₁阶段，对应于第一三极管VT₁被驱动导通，第二三极管VT₂无驱动信号关断；t₁～t₂阶段，对应于第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均被驱动导通；t₂～t₃阶段，对应于第二三极管VT₂被驱动导通，第一三极管VT₁无驱动信号关断；t₃～t₄阶段，对应于第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均无驱动信号而关断；0～t₄等于两开关管的工作周期T。

进一步的，即0～t₁阶段，第一三极管VT₁被驱动导通，第二三极管VT₂无驱动信号关断，此时，第一三极管VT₁导通，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，电源电压为U_i，有方程：

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，第二电容C₂两端电压为U_C2，第一电容C₁两端电压为U_C1，有方程：

电路输出电压U_O：

U_O＝U_C1+U_C2 (3)。

进一步的，即t₁～t₂阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均被驱动导通，此时第一三极管VT₁导通，同上，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，有方程(1)；

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：输入电源E正端→第三二极管D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程：

输出电压仍如公式(3)所示。

进一步的，即t₂～t₃阶段，第二三极管VT₂被驱动导通，第一三极管VT₁无驱动信号关断，此时第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程：

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：E正端→D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程(4)；

输出电压仍如公式(3)所示。

进一步的，即t₃～t₄阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均无驱动信号而关断，此时，第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程(5)；

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，有方程(2)；

输出电压仍如公式(3)所示；

由上述分析可知，第一三极管VT₁和第一电感L₁、第一电容C₁、第一二极管D₁构成一部分的变换电路，在第一三极管VT₁的开关过程中，第一电容C₁两端电压U_C1由方程(1)、(5)决定，为便于分析重写如下：

获得第一电容C₁两端电压U_C1：

第二三极管VT₂和第二电感L₂、第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}、第二二极管D₂、第二电容C₂构成另一部分的变换电路，在第二三极管VT₂的开关过程中，第二电容C₂的输出电压U_C2由方程(2)、(4)决定，为便于分析重写如下：

获得第二电容C₂的输出电压U_C2：

由方程(6)、(7)得到电路输出电压：

若第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，电路输出电压U_O：

进一步的，以下分析假定第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，经过分析，可以获得电路元件的参数定额；

1)第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的参数定额

假定从电源向负载传递的最大功率为P_m，电源输出最大电流为I_im，P_m＝U_i×I_im，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电流定额I_VT1、I_VT2确定为：

I_VT1＝I_VT2≥I_im/2；

第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电压定额U_VT1e、U_VT2e确定为：

2)第一电感L₁、第二电感L₂的参数定额

第一电感L₁、第二电感L₂流过的最大电流为I_im/2，按照在控制周期内占空比最大时的电感电流变化5％计算，第一电感L₁、第二电感L₂感值确定为：

3)输出电容第一电容C₁、第二电容C₂的参数定额

第一电容C₁、第二电容C₂的额定电压分别表示为U_C1e、U_C2e，确定为：

按照输出电压变化5％计算，第一电容C₁、第二电容C₂的串联等效电容

它对输出负载电阻R_F放电，等效电容为：

第一电容C₁、第二电容C₂根据输出等效电容值，确定两电容的容值，可取两电容容值相等；σ_min为变换电路最小占空比；

4)第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₂_₁、第四二极管D₂_₂的参数定额：D₁通过全部的变换电路电流，其电流定额I_D1e、电压定额U_D1e确定为：

I_D1e≥I_im；

第二二极管D₂的参数可以按照第二电感L₂中流过的电流确定，电流定额I_D2e、电压定额U_D2e确定为：

I_D2e≥I_im/2；

第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}的参数定额I_{D2_1e}、U_{D2_1e}分别为：

I_{D2_1e}＝I_{D2_2e}≥I_im/2；

5)当第一三极管VT₁、第二三极管VT₂由一个晶体管VT取代，第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2隔断两变换分支电路之间的交叉影响时，除第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2两元件外，各元件参数一致；因第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2流过的电流均流过开关管T，可以确定电流定额I_D0-1、I_D0-2为：

I_D0-1＝I_D0-2≥I_im/2

电压定额U_D0-1、U_D0-2为：

U_D0-1＝U_D0-2≥U_i。

进一步的，在该变换电路上增添相同的叠加单元电路，所述的叠加单元电路包括如下部件：二极管、电感L_n、开关管VT_n、电容C_n，其中二极管包括D_n、D_{n_1}和D_{n_2}；所述的叠加单元电路连接方式为：D_{n_1}的阴极与电感L_n的一端、D_{n_2}的阴极相连，电感L_n的另一端与D_n的阳极、开关管VT_n的集电极相连，D_n的阴极与电容C_n的正端、输出正端相连，D_{n_2}的阳极与电容C_n的负端相连，D_{n_1}的阳极、D_{n_2}的阳极按照级连方式分别连接变换电路二极管D_{2_1}的阴极、输出正端，开关管VT_n的发射极与变换电路输入电源E的负端相连，此处说明中，n＞2；由此，获得电路输出电压

n表示电路所增添叠加单元电路的单元数目。

在基本的升压斩波电路的基础上，根据需要叠加上数个升压电路叠加单元，从而获得比基本斩波电路高的升压比控制，电路的功率变换无需所次流转，一次完成功率变换，电路变换效率高。

有益效果：与现有技术相比，本发明的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路获得高的升压变换，电路变换效率高；本发明借助于在基本的升压斩波电路上根据需要叠加升压电路叠加单元，可以获得高的升压比控制；电路功率变换一次完成，电路获得比较高的变换效率，可广泛应用于新能源发电系统中的输出电压的调整与控制。

附图说明

图1是基于叠加输出的高增益直流电压变换电路原理图；

图2是VT₁、VT₂的驱动波形图；

图3是0～t₁阶段，VT₁被驱动导通，VT₂无驱动信号关断，电路工作示意图；

图4是t₁～t₂阶段，VT₁、VT₂均被驱动导通，电路工作示意图；

图5是t₂～t₃阶段，VT₂被驱动导通，VT₁无驱动信号关断，电路工作示意图；

图6是t₃～t₄阶段，VT₁、VT₂均无驱动信号而关断，电路工作示意图；

图7是VT₁、VT₂同频并同时开通关断方式时的电路变种图；

图8是电路增添单元示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施实例对本发明做进一步的说明。

叠加输出的高增益直流电压变换电路如图1所示。图1中，包括输入电源E，所述的输入电源E正端与第一电感L₁的一端、第三二极管D_{2_1}的阳极相连；所述的第三二极管D_{2_1}的阴极与第二电感L₂的一端、第四二极管D_{2_2}的阴极相连；所述的第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第二三极管VT₂的集电极相连；所述的第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；所述的第一电感L₁的另一端与第一电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第一三极管VT₁的集电极相连；所述的输入电源E的负端与第一三极管VT₁的发射极、第二三极管VT₂的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；所述的第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连。

电路的工作原理与过程与第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的工作方式有关，为不失一般性，假定第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的工作频率相同，且均按PWM工作方式，第一三极管VT₁的占空比为σ₁，第二三极管VT₂的占空比为σ₂，工作周期为T，有σ₁、0≤σ₁、σ₂≤1，t_on为开关管在开关周期T内的开通时间。

假定第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的驱动波形如图2所示，电路已经稳定工作。按照电路工作状态，在一个控制周期内，电路可以有4种工作状态，下面分别说明。

①部分，即0～t₁阶段，第一三极管VT₁被驱动导通，第二三极管VT₂无驱动信号关断，电路工作示意如图3所示。

第一三极管VT₁导通，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，电源电压为U_i，有方程：

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，第二电容C₂两端电压为U_C2，第一电容C₁两端电压为U_C1，有方程：

电路输出电压U_O：

U_O＝U_C1+U_C2 (3)；

②部分，即t₁～t₂阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均被驱动导通，电路工作示意图如图4所示。

第一三极管VT₁导通，同上，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，有方程(1)。

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：输入电源E正端→第三二极管D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程：

输出电压仍如公式(3)所示。

③部分，即t₂～t₃阶段，第二三极管VT₂被驱动导通，第一三极管VT₁无驱动信号关断，电路工作示意图如图5所示。

第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程：

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：E正端→D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程(4)。

输出电压仍如公式(3)所示。

④部分，即t₃～t₄阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均无驱动信号而关断，电路工作示意图如图6所示。

第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程(5)。

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，有方程(2)。

输出电压仍如公式(3)所示。

由上述分析可知，第一三极管VT₁和第一电感L₁、第一电容C₁、第一二极管D₁构成一部分的变换电路，在第一三极管VT₁的开关过程中，第一电容C₁两端电压U_C1由方程(1)、(5)决定，为便于分析重写如下：

获得第一电容C₁两端电压U_C1：

第二三极管VT₂和第二电感L₂、第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}、第二二极管D₂、第二电容C₂构成另一部分的变换电路，在第二三极管VT₂的开关过程中，第二电容C₂的输出电压U_C2由方程(2)、(4)决定，为便于分析重写如下：

获得第二电容C₂的输出电压U_C2：

由方程(6)、(7)得到电路输出电压：

若第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，电路输出电压U_O：

电路的控制方式及拓展

图2给出了本发明电路的一般工作方式，对控制信号作合适调整，电路还有两种工作方式，分别是第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频并同时开通、关断方式及第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频互补开关工作方式。

第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频并同时开通关断方式：

在此工作方式下，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂在相同的工作周期内同时开通、关断，电路工作原理由图4和图6两种工作模态构成，电路工作状态简化，但变换电路的输入电流脉动较大。

在这种工作方式情况下，电路结构可以改成图7形式，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂由一个晶体管VT取代，第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2隔断两变换分支电路之间的交叉影响，该电路获得与图1一样的电压变换结果。

图7中，输入电源E正端与第一电感L₁的一端、第三二极管D_{2_1}的阳极相连；第三二极管D_{2_1}的阴极与第二电感L₂的一端、第四二极管D_{2_2}的阴极相连；第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第六二极管D_0-2阳极相连；第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；第一电感L₁的另一端与电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第五二极管D_0-1阳极相连；第五二极管D_0-1阴极与第六二极管D_0-2阴极、晶体管VT集电极相连；输入电源E的负端与晶体管VT的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连。

第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频互补开关工作方式：

在此工作方式下，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂在相同的工作周期内互补导通，电路工作原理由图3和图5构成，电路工作状态简化，变换电路输入电流因两路变换的输入电流彼此补偿而脉动较小。

电路的拓展：为获得更高的变换增益，本电路可以进行拓展，在原来的电路上增添图8单元，便可获得更高的增益。二极管、电感L_n、开关管VT_n、电容C_n，其中二极管包括D_n、D_{n_1}和D_{n_2}；所述的叠加单元电路连接方式为：D_{n_1}的阴极与电感L_n的一端、D_{n_2}的阴极相连，电感L_n的另一端与D_n的阳极、开关管VT_n的集电极相连，D_n的阴极与电容C_n的正端、输出正端相连，D_{n_2}的阳极与电容C_n的负端相连，D_{n_1}的阳极、D_{n_2}的阳极按照级连方式分别连接变换电路二极管D_{2_1}的阴极、输出正端，开关管VT_n的发射极与变换电路输入电源E的负端相连，此处说明中，n＞2；由此，获得电路输出电压n表示电路所增添叠加单元电路的单元数目。

电路元件参数确定

以下分析假定第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，经过分析，可以获得电路元件的参数定额。

(1)第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的参数定额

假定从电源向负载传递的最大功率为P_m，电源输出最大电流为I_im，P_m＝U_i×I_im，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电流定额I_VT1、I_VT2确定为：

I_VT1＝I_VT2≥I_im/2；

第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电压定额U_VT1e、U_VT2e确定为：

(2)第一电感L₁、第二电感L₂的参数定额

第一电感L₁、第二电感L₂流过的最大电流为I_im/2，按照在控制周期内占空比最大时的电感电流变化5％计算，第一电感L₁、第二电感L₂感值确定为：

(3)输出电容第一电容C₁、第二电容C₂的参数定额

第一电容C₁、第二电容C₂的额定电压分别表示为U_C1e、U_C2e，确定为：

按照输出电压变化5％计算，第一电容C₁、第二电容C₂的串联等效电容

它对输出负载电阻R_F放电，等效电容为：

第一电容C₁、第二电容C₂根据输出等效电容值，确定两电容的容值，可取两电容容值相等。σ_min为变换电路最小占空比。

(4)第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}的参数定额：D₁通过全部的变换电路电流，其电流定额I_D1e、电压定额U_D1e确定为：

I_D1e≥I_im；

第二二极管D₂的参数可以按照第二电感L₂中流过的电流确定，电流定额I_D2e、电压定额U_D2e确定为：

I_D2e≥I_im/2；

第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}的参数定额I_{D2_1e}、U_{D2_1e}分别为：

I_{D2_1e}＝I_{D2_2e}≥I_im/2；

(5)电路改成图7时，除第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2两元件外，各元件参数一致。因第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2流过的电流均流过开关管T，可以确定电流定额I_D0-1、I_D0-2为：

I_D0-1＝I_D0-2≥I_im/2

电压定额U_D0-1、U_D0-2为：

U_D0-1＝U_D0-2≥U_i。

Claims (8)

1.基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：包括输入电源E，所述的输入电源E正端与第一电感L₁的一端、第三二极管D_{2_1}的阳极相连；所述的第三二极管D_{2_1}的阴极与第二电感L₂的一端、第四二极管D_{2_2}的阴极相连；此时，该变换电路包括两种连接情况：第一种连接情况是，当变换电路包括第一三极管VT₁、第二三极管VT₂时，所述的第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第二三极管VT₂的集电极相连；所述的第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；所述的第一电感L₁的另一端与第一电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第一三极管VT₁的集电极相连；所述的输入电源E的负端与第一三极管VT₁的发射极、第二三极管VT₂的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；所述的第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连；第二种连接情况是，当第一种连接情况的第一三极管VT₁、第二三极管VT₂由一个晶体管VT取代，第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2隔断两变换分支电路之间的交叉影响，此时，第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第六二极管D_0-2阳极相连；第二二极管D₂的阴极与第二电容C₂的正端、输出正端相连；第一电感L₁的另一端与电容C₁的正端、第二电容C₂的负端、第四二极管D_{2_2}的阳极、第五二极管D_0-1阳极相连；第五二极管D_0-1阴极与第六二极管D_0-2阴极、晶体管VT集电极相连；输入电源E的负端与晶体管VT的发射极、第一二极管D₁的阴极相连；第一二极管D₁的阳极与第一电容C₁的阴极、输出负端相连，形成第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频并同时开通关断方式；其中，在第一种连接情况下，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂同频互补开关工作方式是第一三极管VT₁、第二三极管VT₂在相同的工作周期内互补导通。

2.根据权利要求1所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：假定所述的第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的工作频率相同，且均按PWM工作方式，第一三极管VT₁的占空比为σ₁，第二三极管VT₂的占空比为σ₂，工作周期为T，有σ₁、

0≤σ₁、σ₂≤1，t_on为开关管在开关周期T内的开通时间；按照电路一般工作状态，两开关管按照相同工作频率工作，但在非同步工作方式下，在一个控制周期内，按照第一开关管、第二开关管的工作状态，电路可以有4种工作状态，分别对应0～t₁阶段，t₁～t₂阶段，t₂～t₃阶段，t₃～t₄阶段，其中，0～t₁阶段，对应于第一三极管VT₁被驱动导通，第二三极管VT₂无驱动信号关断；t₁～t₂阶段，对应于第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均被驱动导通；t₂～t₃阶段，对应于第二三极管VT₂被驱动导通，第一三极管VT₁无驱动信号关断；t₃～t₄阶段，对应于第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均无驱动信号而关断；0～t₄等于两开关管的工作周期T。

3.根据权利要求2所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：在所述的0～t₁阶段，第一三极管VT₁被驱动导通，第二三极管VT₂无驱动信号关断，此时，第一三极管VT₁导通，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，电源电压为U_i，有方程：

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，第二电容C₂两端电压为U_C2，第一电容C₁两端电压为U_C1，有方程：

电路输出电压U_O：

U_O＝U_C1+U_C2 (3)。

4.根据权利要求2所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：在所述的t₁～t₂阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均被驱动导通，此时第一三极管VT₁导通，同上，输入电源E给第一电感L₁激励，i_L1按照指数规律上升，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一三极管VT₁→输入电源E负端，有方程(1)；

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：输入电源E正端→第三二极管D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程：

输出电压仍如公式(3)所示。

5.根据权利要求2所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：在所述的t₂～t₃阶段，第二三极管VT₂被驱动导通，第一三极管VT₁无驱动信号关断，此时第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程：

第二三极管VT₂导通，输入电源E给第二电感L₂激励，i_L2按照指数规律上升，i_L2路径：E正端→D_{2_1}→第二电感L₂→第二三极管VT₂→输入电源E负端，有方程(4)；

输出电压仍如公式(3)所示。

6.根据权利要求2所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：在所述的t₃～t₄阶段，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂均无驱动信号而关断，此时，第一三极管VT₁关断，输入电源E和第一电感L₁所储存的磁场能量向第一电容C₁传递，i_L1路径：输入电源E正端→第一电感L₁→第一电容C₁→第一二极管D₁→输入电源E负端，有方程(5)；

第二三极管VT₂关断，第二电感L₂所储存的磁场能量向第二电容C₂传递，i_L2路径：第二电感L₂→第二二极管D₂→第二电容C₂→第四二极管D_{2_2}→第二电感L₂，有方程(2)；

输出电压仍如公式(3)所示；

由上述分析可知，第一三极管VT₁和第一电感L₁、第一电容C₁、第一二极管D₁构成一部分的变换电路，在第一三极管VT₁的开关过程中，第一电容C₁两端电压U_C1由方程(1)、(5)决定，为便于分析重写如下：

获得第一电容C₁两端电压U_C1：

第二三极管VT₂和第二电感L₂、第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}、第二二极管D₂、第二电容C₂构成另一部分的变换电路，在第二三极管VT₂的开关过程中，第二电容C₂的输出电压U_C2由方程(2)、(4)决定，为便于分析重写如下：

获得第二电容C₂的输出电压U_C2：

由方程(6)、(7)得到电路输出电压：

若第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，电路输出电压U_O：

7.根据权利要求2所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：假定第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的占空比相等，经过分析，可以获得电路元件的参数定额；

1)第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的参数定额

假定从电源向负载传递的最大功率为P_m，电源输出最大电流为I_im，P_m＝U_i×I_im，第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电流定额I_VT1、I_VT2确定为：

I_VT1＝I_VT2≥I_im/2；

第一三极管VT₁、第二三极管VT₂的电压定额U_VT1e、U_VT2e确定为：

2)第一电感L₁、第二电感L₂的参数定额

第一电感L₁、第二电感L₂流过的最大电流为I_im/2，按照在控制周期内占空比最大时的电感电流变化5％计算，第一电感L₁、第二电感L₂感值确定为：

3)输出电容第一电容C₁、第二电容C₂的参数定额

第一电容C₁、第二电容C₂的额定电压分别表示为U_C1e、U_C2e，确定为：

按照输出电压变化5％计算，第一电容C₁、第二电容C₂的串联等效电容

它对输出负载电阻R_F放电，等效电容为：

第一电容C₁、第二电容C₂根据输出等效电容值，确定两电容的容值，可取两电容容值相等；σ_min为变换电路最小占空比；

4)第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}的参数定额：D₁通过全部的变换电路电流，其电流定额I_D1e、电压定额U_D1e确定为：

I_D1e≥I_im；

第二二极管D₂的参数可以按照第二电感L₂中流过的电流确定，电流定额I_D2e、电压定额U_D2e确定为：

I_D2e≥I_im/2；

第三二极管D_{2_1}、第四二极管D_{2_2}的参数定额I_{D2_1e}、U_{D2_1e}分别为：

I_{D2_1e}＝I_{D2_2e}≥I_im/2；

5)当第一三极管VT₁、第二三极管VT₂由一个晶体管VT取代，第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2隔断两变换分支电路之间的交叉影响时，除第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2两元件外，各元件参数一致；因第五二极管D_0-1、第六二极管D_0-2流过的电流均流过开关管T，可以确定电流定额I_D0-1、I_D0-2为：

I_D0-1＝I_D0-2≥I_im/2

电压定额U_D0-1、U_D0-2为：

U_D0-1＝U_D0-2≥U_i。

8.根据权利要求1所述的基于叠加输出的高增益直流电压变换电路，其特征在于：在该变换电路上增添相同的叠加单元电路，所述的叠加单元电路包括如下部件：二极管、电感L_n、开关管VT_n、电容C_n，其中二极管包括D_n、D_{n_1}和D_{n_2}；所述的叠加单元电路连接方式为：D_{n_1}的阴极与电感L_n的一端、D_{n_2}的阴极相连，电感L_n的另一端与D_n的阳极、开关管VT_n的集电极相连，D_n的阴极与电容C_n的正端、输出正端相连，D_{n_2}的阳极与电容C_n的负端相连，D_{n_1}的阳极、D_{n_2}的阳极按照级连方式分别连接变换电路二极管D_{2_1}的阴极、输出正端，开关管VT_n的发射极与变换电路输入电源E的负端相连，此处说明中，n＞2；由此，获得电路输出电压

n表示电路所增添叠加单元电路的单元数目。

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