CN110690909A - 一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法 - Google Patents

一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法，包括以下步骤：获取信号分离配置参数，包括子带数以及各子带的用户数；根据所述的信号分离配置参数，计算后续需要的搬移频点、抽取倍数，以及使能信号；根据所述的搬移频点，使用数字混频模块，将ADC采集到的信号里对相应的用户进行搬频操作；使用CIC滤波模块将滤除无关信号，并根据所述的抽取倍数分别进行相应的信号抽取；使用补偿滤波模块对抽取后的信号进行处理，以获得通带补偿并对信号进行更精确的滤波。本发明结合一般非均匀信道分离和抽取的特点，实现信号的信道化用户分离任务，优点在于复杂度低，后端滤波器可复用；用户数目可配，且可做到非均匀信道化用户分离。

Description

一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法
技术领域
本发明涉及软件无线电原理与应用领域，尤其涉及一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离的实现方法。
背景技术
卫星在通信、侦察、气象、导航、定位及地对地观测等领域有着广泛的应用。卫星信号作为各个应用的载体在卫星与地面之间传播需要将卫星信号做信道分离。数字信道化分离是卫星信号接收机中的核心部件，多年来一直受到国内外专家学者的普遍关注，从上世纪80年代开始，国外学者就已经开始了数字接收机的相关研究。随后软件无线电等前沿的技术思想逐渐出现。国外便有了一些公司专门从事数字信道化分离的研究并推出了模块化的专用产品。在国内，有关于数字信道化分离方面的研究开始于上世纪90年代。发展至今，国内的数字信号处理技术以及研制的数字信道化分离性能指标仍有很大的进步空间。
当卫星信号存在多子站的情况下，基于STFT(short time fouriertransformation)，基于多相结构和分析滤波器组加综合滤波器组的数字接收机，这三种结构都存在一个不足之处，就是需要一个合适的采样率才能做信道分离，且个子站还需要是均匀的情况才可以。还有一种较为传统的混频加多级滤波器，但是在多信道条件下，它的复杂度很高，不适用于多信道的分离。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法，可实现在非均匀信道接收过程中能获得多个不同的用户信号。
本发明的目的是这样实现的，包括以下步骤：
步骤1，获取信号分离配置参数，包括子带数以及各子带的用户数；
步骤2，根据所述的信号分离配置参数，计算后续需要的搬移频点、抽取倍数，以及使能信号；
步骤3，根据所述的搬移频点，使用数字混频模块，将ADC(模数转换)采集到的信号里对相应的用户进行搬频操作；
步骤4，使用CIC(积分梳状级联)滤波模块将滤除无关信号，并根据所述的抽取倍数分别进行相应的信号抽取；
步骤5，使用补偿滤波模块对抽取后的信号进行处理，以获得通带补偿并对信号进行更精确的滤波；
步骤6，当发送端发生变化，如子带内用户信号数发生改变，则回到步骤1进行操作。
具体地，所述的数字混频模块为复数域混频，采用直接数字式频率合成器作为混频器，所述的混频器的输入是频率控制字，及与频率直接相关的映射数据，输出是两个正交的振荡信号。
具体地，所述的CIC滤波模块采用积分，梳状滤波器级联的方式，所述的滤波器由一对或多对积分-梳状滤波器组成，在抽取CIC中，输入信号依次经过积分，降采样，以及与积分环节数目相同的梳状滤波器，在内插CIC中，输入信号依次经过梳状滤波器，升采样，以及与梳状数目相同的积分环节。
具体地，所述的补偿滤波模块由FIR滤波器(Finite Impulse Response，有限长单位冲击响应滤波器)组成。
优选地，所述的梳状滤波器使用的Xilinx的IP core，级联个数为5级，延迟D为1，抽取倍数配置为最小30倍，最大480倍。
本发明充分结合一般非均匀信道分离和抽取的特点，将信号以一种低复杂度的形式完成分离任务。采用一般的混频加滤波且不做抽取的话，无法达到动态环境下的信号分离，且消耗资源更大。因为每一种环境都需要不同的补偿滤波器。而本发明在此基础上，只需要做抽取就可以反复使用现有的滤波器，做到了资源的充分利用。本发明较之现有技术有三个优点：第一，复杂度低，后端滤波器在动态情况下可复用；第二，用户数目可配；第三，可做到非均匀信道化用户分离。
附图说明
图1为本发明方法在信号处理系统中的位置示意图；
图2为本发明方法的流程示意图；
图3为本发明实施例中功能结构示意图；
图4为本发明实施例中信号子带用户示意图；
图5为本发明实施例中的ram表结构示意图；
图6为本发明实施例中混频子模块结构图；
图7为本发明实施例中积分器幅频特性曲线图；
图8为本发明实施例中梳状滤波器特性曲线图；
图9为本发明实施例中单级CIC系统结构图；
图10为本发明实施例中CIC滤波器幅频特性曲线图；
图11为本发明实施例中FIR补偿滤波器幅频特性曲线图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明，但不以任何方式对本发明加以限制，基于本发明教导所作的任何变更或改进，均属于本发明的保护范围。
本发明方式拟解决的问题是：在实际过程中，有这样一个信号如图一所示，如在某采样率fs下，有多个子带，每个子带带宽为B，每个子带内存在2^n个用户信号，n在实际当中可变，每个用户信号所占带宽为Bn，本发明可将各个线上可变的信号分离出来。本发明方法在实际信号处理系统中的功能位置如图1所示。
如图2所示，本发明提出的一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法，实际上结合抽取和混频加多级滤波的结构来解决该问题。
所述的用户分离方法，包括以下步骤：
步骤1，获取信号分离配置参数，包括子带数以及各子带的用户数。如图3所示，参数分析模块获取子带个数以及各个子带内用户个数。
步骤2，根据所述的信号分离配置参数，计算后续需要的搬移频点、抽取倍数，以及使能信号。所述的参数分析模块内部有ram表，如图5所示，ram表里存放有每个子带内各个情况下用户的频点信息。这些信息会根据上层配置信息以一定关系访问出来，抽取倍数信息也会以状态机的形式提取出来分配给所需模块。
步骤3，根据所述的搬移频点，使用数字混频模块，将ADC采集到的信号里对相应的用户进行搬频操作。当完成步骤2操作后，ADC信号经过数字混频模块，数字混频模块内部是很多个子混频模块，每个子混频模块都会根据参数分析模块所给的参数将所对应的用户信息搬移到零频附近。
步骤4，使用CIC滤波模块将滤除无关信号，并根据所述的抽取倍数分别进行相应的信号抽取。完成步骤3操作后，各个混频信号进过CIC滤波模块，同样CIC滤波模块内部也有很多个子CIC滤波模块，用于滤除各个混频后信号中大量的无用信号，然后根据参数分析模块所给的信息分别进行抽取，使数据速率降下来。
步骤5，使用补偿滤波模块对抽取后的信号进行处理，以获得通带补偿并对信号进行更精确的滤波。当完成步骤4操作后，所得到的信号速率很小，且CIC滤波存在带内的衰减，而且滤波不够精确。所以后级经过补偿滤波模块。补偿滤波模块本身是由很多个子FIR模块组成。其滤波器无须更换系数便可做到补偿和精确滤波的效果。因为用户信号在归一化的频谱上的特点是一致的。所以滤波器本身无须做更改。
步骤6，当发送端发生变化，如子带内用户信号数发生改变，则回到步骤1进行操作。一旦发送端改变了每个子带内的用户个数，则只需将这些信息又重新加载至参数分析模块即可。
在本实施例中，用一个ipstar卫星信号进行举例，该信号是一个8.xxMHz的中频信号。信号一共分为4个子带，每个子带所占带宽相同。每个子带内部可能有1、2、4、8、16个用户，这些用户所占带宽在所在子带内是相同的，且每个用户的有用带宽大约占用户带宽的1/3，本信号是用250MHz的时钟去采集这个中频信号的。如图4所示，第零至三个子带的用户数分别为2、4、8、4。深色代表用户的有用带宽，浅色代表此用户带宽。
本实施例中的用户分离思想就是：由于这是一个中频信号，且知道这个中频信号的每个子带内有1、2、4、8、16个用户。假如每个子带在这一个时刻是有1个用户，那整个ipstar信号就有4个用户在使用。要做的就是把这4个用户的中心频点分别搬移到0频点，然后再滤除用户以外的信号。如果在250MHz的采样率下面直接滤波，那这个直接滤波器的阶数一定会很大。这时候就要做抽取，把速度降下来。抽取后整体的“采样率”就变小了，有用带宽和无用带宽的比例也就小了，这时候滤波器的阶数也就变小了，但是当抽取倍数过大的时候，信号可能发生混叠现象，所以需要合适的抽取倍数，不可以随意对信号做抽取。结构如图3所示，MIXER表示混频模块，CIC表示滤波模块，CPF表示补偿滤波模块。
在对ipstar信号做处理的时候，需要有一些配置参数，有了配置参数才能将用户正确分离出来。这里我们只需要知道各个子带内的用户数就行了。比如[4,8,16,2]就表示四个子带中第一个子带是有4个用户，第二个子带有8个用户，第三个子带有16个用户，第四个子带有2个用户。本模块在得到这些参数后会分析出ipstar信号中各个用户的中心频点，然后从ram表中提取出相应的中心频点所需要的混频参数。同时，分析出不同用户的抽取倍数和下级混频模块的使能信号。如果整个ipstar信号不在中频则需要修改RAM表中的内容才能正确分离用户信号，ram表内容举例(两个子带举例)如图5所示：
混频器有很多种类，这里本实施例采用的是复数域混频。用DDS(直接数字式频率合成器)作为混频器。DDS的输入是频率控制字，及与频率直接相关的映射数据。输出是两个正交的振荡信号。
例如：假设有一个单音信号，它的频点是70MHz，用250MHz的ADC去采集，则其代表公式为；y1(t)＝sin(2*pi*(70/250)*t)这样一个信号。我们需要将其混频至零频。我们需要一个这样这样的信号：y2(t)＝exp(2*pi*(-70/250)*t*j),实际上他就是两个信号，一个是正弦信号，一个是余弦信号。y1和y2两者相乘如下：s(t)＝y1(t)*y2(t)。他们相称会得到一个更高频的信号和一个零频信号。后端只需要将这个更高频信号滤除就可以了。混频模块如图6所示。在整个系统中，每一个混频子模块都是相互独立的，有自己的使能信号控制工作与不工作。
CIC(积分梳状级联)滤波器是FIR滤波器中最优的一种，其使用了积分，梳状滤波器级联的方式。本实施例中，CIC滤波器由一对或多对积分-梳状滤波器组成，在抽取CIC中，输入信号依次经过积分，降采样，以及与积分环节数目相同的梳状滤波器。在内插CIC中，输入信号依次经过梳状滤波器，升采样，以及与梳状数目相同的积分环节。
积分模块：y[n]＝y[n-1]+x[n]；其传递函数：H1(Z)＝1/(1-Z-1)，其幅频特性曲线如图7所示。
梳状滤波器：y[n]＝x[n]-x[n-DM]其传递函数：H2(Z)＝1-Z-DM，其幅频特性曲线如图8所示。
单级CIC滤波器的传递函数为：H(Z)＝(1-Z-DM)/(1-Z-1)，其系统结构如图9所示。
图10为本发明实施例中CIC滤波器幅频特性曲线图，CIC幅频响应主瓣最高点和相邻旁瓣最高点存在衰减，这是由于积分器本身的衰减造成的。主瓣位置周围也一直存在衰减(下滑趋势)，积分器和梳状滤波器的衰减造成的。前面提到的抽取就是在这个滤波器内部做的，但是抽取倍数是可配置的。
本实施例中的梳妆滤波器使用的Xilinx的IP core，级联个数为5级，延迟D为1，抽取倍数配置为最小30倍，最大480倍。
FIR滤波器：有限长度单位冲击响应滤波器，又称为非递归型滤波器，是数字信号处理系统中最基本的元件，它可以在保证任意幅频特性的同时具有严格的线性相频特性，同时其单位抽样响应是有限长的，因而滤波器是最稳定的系统。因此，FIR滤波器在通信，图像处理领域应用广泛。
CIC滤波器的幅频响应上在主瓣上一直存在衰减，存在衰减就会对信号造成干扰，这时我们需要一个系统能将这个衰减补偿回来。同时CIC的主瓣带宽较大，对于主瓣内部的多余信号不能完全滤除，这时我们需要一个精确的滤波器来滤除其他位置的信号。两者结合，我们就需要有这样一个滤波器，它的幅频响应谱在通带是上扬的，且能做到精确滤波。这就是补偿滤波器的特点。其幅频特性如图11所示。由图可知，可达到通带上扬，且精确滤波的效果。
相较于现有技术中的分析滤波器组或FFT多相滤波器组进行用户分离，现有技术是将整个带宽均分，而不是将子带均分。例如，如果分析滤波器组是32通道的，采样率是250MHz，那么他只能将这250MHz的带宽均分，而不能将250MHz内的信号分离出来。另外一般的DDS、CIC滤波器、半带滤波器和CIC补偿滤波器的方法，对于整个系统来说，半带滤波器并不是必须有的模块。本发明方法中CIC滤波后不做抽取的话，那后端的滤波器系数需要改动，而且后端滤波器改动或许通带变小，过渡带变窄，则需要的滤波器系数增加。对硬件复杂度提高。由此在本发明方法中，去掉了传统的半带滤波器，并且在CIC后面做了可配置的抽取，并且他还有一个显著的优点，就是在当ipstar类信号不再出现在中频的时候，只需要修改ram表内容就可以重新做到动态分离用户信号。简而言之，本发明方法可以在相对较低的复杂度下做到动态的分离非均匀信道。

Claims (5)

1.一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，获取信号分离配置参数，包括子带数以及各子带的用户数；
步骤2，根据所述的信号分离配置参数，计算后续需要的搬移频点、抽取倍数，以及使能信号；
步骤3，根据所述的搬移频点，使用数字混频模块，将ADC采集到的信号里对相应的用户进行搬频操作；
步骤4，使用CIC滤波模块将滤除无关信号，并根据所述的抽取倍数分别进行相应的信号抽取；
步骤5，使用补偿滤波模块对抽取后的信号进行处理，以获得通带补偿并对信号进行更精确的滤波；
步骤6，当发送端发生变化，如子带内用户信号数发生改变，则回到步骤1进行操作。
2.根据权利要求1所述的动态非均匀信道化用户分离方法，其特征在于，所述的数字混频模块为复数域混频，采用直接数字式频率合成器作为混频器，所述的混频器的输入是频率控制字，及与频率直接相关的映射数据，输出是两个正交的振荡信号。
3.根据权利要求1所述的动态非均匀信道化用户分离方法，其特征在于，所述的CIC滤波模块采用积分，梳状滤波器级联的方式，所述的滤波器由一对或多对积分-梳状滤波器组成，在抽取CIC中，输入信号依次经过积分，降采样，以及与积分环节数目相同的梳状滤波器，在内插CIC中，输入信号依次经过梳状滤波器，升采样，以及与梳状数目相同的积分环节。
4.根据权利要求1所述的动态非均匀信道化用户分离方法，其特征在于，所述的补偿滤波模块由FIR滤波器组成。
5.根据权利要求3所述的动态非均匀信道化用户分离方法，其特征在于，所述的梳状滤波器使用的Xilinx的IP core，级联个数为5级，延迟D为1，抽取倍数配置为最小30倍，最大480倍。
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