CN110651443A - 在无线通信系统中将ptrs分配给资源块的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

根据本说明书的实施方式，可以提供一种在mmWave通信系统中由基站发送用于由终端消除相位噪声的信号的方法。一种用于发送用于消除相位噪声的信号的方法可以包括以下步骤：生成PTRS；将PTRS分配给调度的带宽中所包括的一个或更多个资源块；以及发送所分配的PTRS，其中，基于调度的带宽来确定PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔。

Description

在无线通信系统中将PTRS分配给资源块的方法和装置
技术领域
本公开涉及无线通信系统，更具体地，涉及一种在系统中将用于相位噪声消除的相位跟踪参考信号(PTRS)分配给资源块的方法及其装置。
背景技术
基于mmWave的超高频无线通信系统被配置为在几GHz至几十GHz的中心频率下操作。由于中心频率的特性，在无线电阴影区域中可能发生显著的路径损失。由于必须向属于基站的覆盖范围的所有终端稳定地发送同步信号，所以必须在mmWave通信系统中考虑由于超高频带的特性而能够发生的潜在零深度(deep-null)现象来设计和发送同步信号。
发明内容
技术问题
本公开旨在解决上述问题。因此，本公开的一个目的是提供一种将PTRS分配给资源块的方法。
本公开的另一个目的是通过在无线通信系统中改进由终端执行的相位噪声消除过程来实现对接收信号的精确解码。
本公开的又一个目的是提供一种确定分配给资源块的PTRS的频率密度的方法。
本公开的又一个目的是通过提供与用于相位噪声消除的信号传输有关的信息来改进接收侧操作。
本公开的又一个目的是提供一种通过考虑对相位噪声的补偿和参考信号开销来发送用于相位噪声消除的信号的方法。
技术方案
在本公开的一方面，提供了一种在毫米波(mmWave)通信系统中由基站发送用于使用户设备(UE)能够消除相位噪声的信号的方法。该方法可以包括以下步骤：生成相位跟踪参考信号(PTRS)；将PTRS分配给调度的带宽中所包括的一个或更多个资源块；以及发送所分配的PTRS。在这种情况下，可以基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔。
在本公开的另一方面，提供了一种用于在mmWave通信系统中发送使UE能够消除相位噪声的信号的基站。该基站可以包括：接收器，其被配置为从外部装置接收信号；发送器，其被配置为向外部装置发送信号；以及处理器，其被配置为控制所述接收器和所述发送器。在这种情况下，处理器可以被配置为生成PTRS，将PTRS分配给调度的带宽中所包括的一个或更多个资源块，并且控制发送器发送所分配的PTRS。可以基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔。
根据本公开的实施方式，当调度的带宽小于第一阈值时，PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔可以是1(即，可以针对每个资源块分配一个PTRS)。当调度的带宽大于或等于第一阈值且小于第二阈值时，PTRS被分配到了的一个或更多个资源块之间的间隔可以是2(即，可以针对每两个资源块分配一个PTRS)。当调度的带宽大于第二阈值时，PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔可以是4(即，可以针对每四个资源块分配一个PTRS)。
根据本公开的实施方式，可以基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的PTRS子载波的最大数量。
根据本公开的实施方式，当基于PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔来分配PTRS时，如果PTRS被分配到的一个或更多个资源块的数量大于PTRS子载波的最大数量，则可以不将PTRS分配给所述调度的带宽中所包括的剩余资源块。
根据本公开的实施方式，可以基于PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔来从资源块索引低的资源块开始分配PTRS。
根据本公开的实施方式，可以基于UE的标识(ID)以及可移位的资源块的最大数量中的至少一者来对PTRS被分配到的资源块的索引进行移位。
根据本公开的实施方式，可移位的资源块的最大数量可以与PTRS被分配到的一个或更多个资源块之间的间隔对应。
根据本公开的实施方式，可以基于调度的带宽来确定PTRS被分配到的PTRS子载波的数量。
根据本公开的实施方式，可以根据下式来确定PTRS被分配到的一个或更多个资源块的资源块索引：
Figure BDA0002269146600000031
其中，i表示PTRS被分配到的资源块的索引，P表示调度的带宽，L表示PTRS被分配到的一个或更多个PTRS子载波的数量，并且k表示偏移值。
有益效果
根据本公开，能够通过在无线通信系统中改进由终端执行的相位噪声消除过程来对接收信号进行精确解码。
根据本公开，能够提供一种提高用于相位噪声消除的信号传输效率的方法。
根据本公开，能够提供一种确定分配给资源块的PTRS的频率密度的方法。
根据本公开，能够通过提供与用于相位噪声消除的信号传输有关的信息来改进接收侧操作。
根据本公开，能够提供一种通过考虑对相位噪声的补偿和参考信号开销来发送用于相位噪声消除的信号的方法。
本领域技术人员应当理解，能够通过本公开实现的效果不限于上文具体描述的效果，并且从以下详细描述将更清楚地理解本公开的其它优点。
附图说明
图1是示出了多普勒频谱的图。
图2是示出与本公开有关的窄波束成形的图。
图3是示出当执行窄波束成形时的多普勒频谱的图。
图4是示出由于相位噪声而引起的相位失真的图。
图5是示出了取决于频域中的PTRS密度的块错误率(BLER)性能的图。
图6是示出取决于时域中的PTRS密度的BLER性能的图。
图7是示出基于不同TRB大小的PTRS密度的频谱效率的图。
图8是示出取决于载波频率偏移(CFO)的BLER性能的图。
图9是示出取决于时域和频域中的PTRS映射顺序的BLER性能的图。
图10是示出PTRS分配方法的图。
图11是示出取决于PTRS载波的数量的性能的图。
图12是示出PTRS分配方法的图。
图13是示出PTRS分配方法的图。
图14是示出PTRS分配方法的图。
图15是示出PTRS分配方法的图。
图16是示出PTRS分配方法的图。
图17是示出取决于PTRS的数量的性能的图。
图18是示出取决于PTRS的数量的性能的图。
图19是示出取决于PTRS的数量的性能的图。
图20是示出取决于PTRS的数量的性能的图。
图21是示出PTRS分配方法的图。
图22是示出PTRS分配方法的图。
图23是示出PTRS分配方法的图。
图24是示出取决于PTRS载波的数量的性能的图。
图25是示出PTRS分配方法的流程图。
图26是示出根据本公开的实施方式的用户设备和基站的构造的图。
具体实施方式
尽管本公开中所使用的术语选自通常已知和使用的术语，但是本文所使用的术语可根据运营商的意图或者领域中的惯例、新技术的出现等而变化。另外，本公开的描述中所提及的一些术语是由申请人斟酌选择的，其详细含义在本文描述的相关部分中描述。此外，要求本公开不简单地按照所使用的实际术语来理解，而是按照落入其内的各个术语的含义来理解。
通过根据预定格式将本公开的构成组件和特性组合来提出以下实施方式。在不存在附加评论的情况下，各个构成组件或特性应该被视为可选因素。如果需要，各个构成组件或特性可不与其它组件或特性组合。另外，一些构成组件和/或特性可被组合以实现本公开的实施方式。本公开的实施方式中所公开的操作顺序可改变。如果需要，任何实施方式的一些组件或特性也可被包括在其它实施方式中，或者可被其它实施方式的组件或特性代替。
在描述本公开时，如果确定相关的已知功能或构造的详细描述使得本公开的范围不必要地模糊，则其详细描述将被省略。
在整个说明书中，当特定部分“包括或包含”特定组件时，除非特意另外描述，这指示不排除其它组件，还可包括其它组件。说明书中所描述的术语“单元”、“…器”和“模块”指示用于处理至少一个功能或操作的单元，其可通过硬件、软件或其组合来实现。词语“一或一个”、“一种”、“该”以及与其相关的词语可以用于包括单数表达和复数表达二者，除非描述本公开的上下文(具体地，所附的权利要求的上下文)清楚地另外指示。
在本文献中，已经围绕移动站与基站之间的数据发送和接收关系描述了本公开的实施方式。基站可以意指直接与移动站执行通信的网络的终端节点。在本文献中，被描述为由基站执行的特定操作也可以由基站的上层节点执行。
即，在由包括基站的多个网络节点组成的网络中，为了与移动站通信而执行的各种操作可以由基站或者除了基站之外的网络节点执行。术语“基站”可以由“固定站”、“节点B”、“eNode B(eNB)”、“高级基站(ABS)”、“接入点”等的术语代替。
术语“移动站(MS)”可以由诸如“用户设备(UE)”、“订户站(SS)”、“移动订户站(MSS)”、“移动终端”、“高级移动站(AMS)”、“终端”来代替。。
发送器是指用于发送数据或语音服务的固定和/或移动节点，而接收器是指用于接收数据或语音服务的固定和/或移动节点。因此，在上行链路中，移动站变为发送器，而基站变为接收器。类似地，在下行链路传输中，移动站变为接收器，而基站变为发送器。
装置与“小区”的通信可以意指该装置向小区的基站发送信号以及从小区的基站接收信号。即，尽管装置基本上向特定基站发送和接收信号，但是为了便于描述，可以使用表达“向由特定基站形成的小区发送信号和从由特定基站形成的小区接收信号”。类似地，术语“宏小区”和/或“小小区”不仅可以意指特定的覆盖范围，而且可以意指“支持宏小区的宏基站”和/或“支持小小区的小小区基站”。
本公开的实施方式可以由诸如IEEE 802.xx系统、第三代合作伙伴项目(3GPP)系统、3GPP长期演进(LTE)系统和3GPP2系统的无线接入系统中的任一种中所公开的标准文献支持。即，未描述以使本公开的技术精神清楚的步骤或者部分可以由上述文献支持。
另外，本文件中公开的全部术语可以在上述标准文件中描述。具体地，本公开的实施方式可以由作为IEEE 802.16系统的标准文献的文献P802.16-2004、P802.16e-2005、P802.16.1、P802.16p和P802.16.1b中的至少一者支持。
在下文，将参照附图详细地描述本公开的优选实施方式。应当理解，与附图一起公开的详细描述旨在描述本公开的示例性实施方式，而不是旨在描述可以执行本公开的唯一实施方式。
应注意的是，本公开中公开的具体术语是为了便于描述和更好理解本公开而提出的，并且这些具体术语的使用可以在本公开的技术范围或者精神内改变为另一种格式。
1.使用超高频带的通信系统
在LTE(长期演进)/LTE-A(LTE Advanced)系统中，UE与基站(BS)(或eNB)之间的振荡器的误差值由如下要求来限定。
-UE侧频率误差(在TS 36.101中)
与从E-UTRA节点B接收到的载波频率相比，UE调制的载波频率应该精确到在一个时隙(0.5ms)的时段内观察到的±0.1PPM以内
-eNB侧频率误差(在TS 36.104中)
频率误差是实际BS发送频率与指派的频率之间的差的量度。
此外，根据BS类型的振荡器精度在下面的表1中列出。
[表1]
BS类 精度
广域BS ±0.05ppm
局域BS ±0.1ppm
家庭BS ±0.25ppm
因此，BS与UE之间的振荡器的最大差为±0.1ppm，并且当在一个方向上发生错误时，可能出现最大0.2ppm的偏移值。通过将该偏移值乘以中心频率，可以将该偏移值转换为适合于每个中心频率的Hz单位。
此外，在OFDM系统中，CFO值根据子载波间隔而变化。通常，子载波间隔足够大的OFDM系统即使受到大的CFO值的影响也相对较小。因此，实际的CFO值(绝对值)需要被表示为影响OFDM系统的相对值。这将被称为归一化的CFO。归一化的CFO被表示为通过将CFO值除以子载波间隔而获得的值。下表2示出了每个中心频率和振荡器的误差值的CFO以及归一化的CFO。
[表2]
在表2中，假设当中心频率为2GHz时(例如，LTE Rel-8/9/10)，子载波间隔为15kHz。当中心频率为30GHz或60GHz时，使用104.25kHz的子载波间隔，从而考虑到每个中心频率的多普勒效应来避免吞吐量下降。上面的表2是一个简单的示例，很明显，另一个子载波间隔可以用于中心频率。此外，在UE高速或者在高频带下移动的状态下，多普勒扩展显著发生。多普勒扩展导致在频域中的扩展，从而从接收器的角度产生接收信号的失真。多普勒扩展可以表示为fdoppler＝(v/λ)cosθ此时，v是UE的移动速度，并且λ意指被发送的无线电波的中心频率的波长。θ意指无线电波与UE的移动方向之间的角度。在下文中，将在假设θ为0的情况下给出描述。
此时，相干时间与多普勒扩展成反比。如果将相干时间限定为在时域中信道响应的相关值为50％或更大的时间间隔，则相干时间被表示为
Figure BDA0002269146600000072
在无线通信系统中，主要使用以下式1，该式1指示多普勒扩展的式和相干时间的式之间的几何平均值。
[式1]
图1是示出了多普勒频谱的图。
指示多普勒值根据频率变化的变化的多普勒频谱或多普勒功率谱密度可以根据通信环境而具有各种形状。通常，在诸如市区这样的频繁发生散射的环境中，如果在所有方向上以相同的功率接收接收信号，则以U形的形式指示多普勒频谱，如图1所示。图1示出了当中心频率是Fc并且最大多普勒扩展值是Fd时的U形多普勒频谱。
图2是示出与本公开有关的窄波束成形的图，并且图3是示出当执行窄波束成形时的多普勒频谱的图。
在超高频无线通信系统中，由于中心频率位于非常高的频带处，所以天线的大小小，并且可以将由多个天线构成的天线阵列安装在小的空间中。这种特性使得能够进行基于数十个天线到数百个天线的针点型波束成形、笔型波束成形、窄波束成形或尖锐波束成形。这种窄波束成形意指仅以一定角度而不是恒定方向对接收信号进行接收。
图2的(a)示出了根据在恒定方向上接收的信号以U形的形式表示多普勒频谱，并且图2的(b)示出了执行基于多个天线的窄波束成形。
如上所述，如果执行窄波束成形，则由于减小的角扩展而将多普勒频谱表示为比U形窄。如图3所示，从多普勒频谱中注意到，当执行窄波束成形时，仅在特定频带上产生多普勒扩展。
使用超高频带的前述无线通信系统在中心频率从几GHz至几十GHz的范围的频带上操作。由于发送器和接收器之间的振荡器差异，这种中心频率的特性使根据用户设备的迁移或者CFO的影响而产生的多普勒效应进一步劣化。
2.相位噪声分析和相位跟踪参考信号(PTRS)设计
图4是示出由于相位噪声而引起的相位失真的图。相位噪声可以被限定为信号的相位在短时间内发生的波动。在这种情况下，由于相位噪声可能会在时域中随机改变接收信号的相位，因此可能会中断信号的接收。例如，参照图4的(a)，相位噪声可能随机发生。然而，相位噪声可能在相邻的时间样本之间显示出一定的相关性，这会导致频域中的公共相位误差(CPE)和载波间干扰(ICI)。
图4的(b)示出了CPE和ICI对接收星座点的影响。从图4的(b)可以看出，在正方形“A”中，所有星座点都旋转了3度，这因CPE而产生。另外，在圆圈“B”中，星座点是随机放置的，这因ICI而产生。因此，需要基于相位噪声来补偿CPE，并且可以将相位跟踪参考信号(PTRS)用于CPE估计。下表3示出了与相位噪声有关的仿真条件。
[表3]
PN模型 [2]中的PN模型2 CFO 0kHz
载波频率 30GHz 业务RB的数量 4/64
子载波间隔 60kHz 系统RB的数量 100
信道 TDL-B(30ns,0km/h) 调制 64QAM
信道估计 理想 码速率 5/6
EPC估计 现实
参照表3，可以看出当业务RB的数量改变时，PTRS如何影响CPE估计。图5是示出了取决于频域中的PTRS密度的块错误率(BLER)性能的图。具体地，图5的(a)和(b)示出了当在OFDM符号的频域中将PTRS密度改变为0、1、4、8和16时测量BLER性能的结果。在这种情况下，“PTRS＝0”指示没有CPE补偿，并且“理想”指示执行CPE补偿的状态。更具体地，图5的(a)示出了当存在四个TRB时通过改变频域中的PTRS密度来测量BLER性能的结果，并且图5的(b)示出了当存在64个TRB时通过改变频域中的PTRS密度来测量BLER性能的结果。
比较图5的(a)和图5的(b)，可以看出，取决于PTRS密度的BLER性能差异随着TRB大小的增加而增大。具体地，可以从TRB大小小的图5的(a)看出，无CPE补偿与PTRS＝8的CPE补偿之间的BLER性能差异仅为约1dB。然而，可以从TRB大小大的图5的(b)看出，无CPE补偿与PTRS＝8的CPE补偿之间的BLER性能差异为约5.8dB。
另外，参照图5的(b)，可以观察到，随着PTRS密度增加，基于CPE补偿，BLER性能覆盖达到理想水平。具体地，在图5的(b)中，当PTRS密度大于或等于4时，BLER性能覆盖达到理想水平。因此，当PTRS密度为4或8时，可以充分地补偿CPE。在图5的(a)和图5的(b)二者中，当PTRS密度为4或8时，无论TRB大小如何，都可以充分地补偿CPE。
图6是示出取决于时域中的PTRS密度的BLER性能的图。
图6示出了通过改变时域中的PTRS间隔来测量BLER性能的结果。在图6中，一个OFDM符号中的PTRS的数量是4。参照图6，可以看出结果类似于图5的结果。具体地，可以观察到，随着TRB大小增加，取决于时域中的PTRS密度的BLER性能差异增加。即，当TRB大小小(图6中为4个TRB)时，无论时域中的PTRS密度如何，都可以获得类似的BLER性能。然而，可以看出，当TRB大小大(图6中为64个TRB)时，BLER性能会根据时域中的PTRS密度而显著变化。换句话说，随着TRB大小增加，BLER性能差异可能会根据PTRS密度而显著变化。
图7是示出基于不同TRB大小的PTRS密度的频谱效率的图。
图7的(a)示出了TRB大小为4时取决于PTRS的数量的频谱效率。参照图7的(a)，可以看出，当TRB大小为4时，在不执行CPE补偿时的频谱效率高于当基于一些PTRS执行CPE补偿时的频谱效率。当TRB大小为4时，可以针对一个码字限定一个码块。另外，由于码块被散布在子帧中，所以可以减小相位噪声的影响。在这种情况下，如果TRB大小小，则CPE补偿可能不会如图4的(a)所示被显著影响。此外，由于信息的大小随着PTRS的数量的增加而增大，所以由于PTRS被分配到的部分而可能发生吞吐量损失。另外，当TRB大小小时，吞吐量损失的量可能大于从CPE补偿获得的增益的量，因此可能不再需要PTRS。
参照图7的(b)，可以看出，当TRB大小为64时，随着PTRS的数量增加，频谱效率接近理想水平。当TRB大小大时，可以针对一个码字限定多个码块，并且每个码块被散布在一个或两个OFDM符号中。结果，相位噪声的影响可能增加。即，当在特定OFDM符号中相位噪声增加时，可能难以成功地解码位于特定OFDM符号中的码块。这可能类似于图4的(b)。换句话说，随着TRB大小增大，相位噪声影响会增加，而PTRS所导致的开销会相对减少。因此，当PTRS的数量增加时，可以提高吞吐量。
图7的(c)示出了时域中的PTRS密度的变化的影响，并且可能类似于图6。即，当TRB大小减小时，PTRS时间密度可能不会显著地影响吞吐量。然而，如上所述，当TRB大小增加时，吞吐量可能会根据PTRS时间密度而显著变化。
图8是示出取决于载波频率偏移(CFO)的BLER性能的图。
如上所述，当TRB大小小时，PTRS可能是不必要的。然而，即使当TRB大小小时，由于因振荡器误差和多普勒效应而引起的CFO，仍可能需要PTRS。参照图8，可以看出，在CFO＝1.4kHz的情况下，即使TRB大小小(例如，4)，BLER性能也会降低。在这种情况下，考虑到BS与UE之间的CFO约为±0.1ppm，30GHz下的最大CFO可以为3kHz。即，当使用高频率时，CFO可能会显著地影响BLER性能。因此，应该考虑到作为折衷关系的CPE补偿和PTRS开销来确定PTRS的数量，这将在后面描述。
图9是示出取决于时域和频域中的PTRS映射顺序的BLER性能的图。
图9示出了在时域中首先映射PTRS的情况以及在频域中首先映射PTRS的情况。参照图9，可以看出，与在频域中首先映射PTRS的情况相比，在时域中首先映射PTRS的情况具有更好的BLER性能。这是由于前面提到的ICI。即，由于当在时域中散布码块时，减小了相位噪声影响，结果，可以获得图9中所示的曲线。另外，这也可能暗示在时域中散布的码块对于减少相位噪声是有效的。
提议1(固定频域中的PTRS的数量)
参照图4至图9，频域中的PTRS的数量可以被限制为特定值。具体地，从附图中可以看出，当频域中的PTRS的数量为4或8时，BLER性能曲线接近理想情况的BLER性能曲线。即，可以不管TRB的数量(或TRB大小)如何而确定频域中的PTRS的数量。因此，不管TRB的数量如何，频域中的PTRS的数量都可以被固定为特定值。
具体地，当将频域中的PTRS的数量限定为N时，可以根据以下方法来确定N。
1.不管TRB的数量如何，N可以被确定为4或8(可以像规范中的规则一样限定N)。
2.N的值可以通过RRC和/或DCI来通知。
即，可以将频域中的PTRS的数量确定为预定的特定值，例如，4或8。作为另一示例，可以预先通过RRC或DCI来通知频域中的PTRS的数量。可以通过将由PTRS引起的开销考虑为参考信号来使用上述方法。
例如，频域中的PTRS的数量可以是4。在这种情况下，可以使用分布式类型的PTRS或局部类型的PTRS。例如，将分布式类型的PTRS设计为在给定的TRB内获得PTRS之间的均匀频率间隔。另一方面，局部类型的PTRS被设计为将PTRS定位在给定TBS的中心处或特定位置处。
BS可以通过RRC和/或DCI向UE通知是使用分布式类型的PTRS还是使用局部类型的PTRS。另选地，可以将这两种类型中的一种限定为预定的布置方法(即，可以像规范中的规则一样对其进行限定)。在上行链路传输的情况下，可以在控制信息中进行发送，或者可以使用预定的布置方法。然而，本公开并不限于此。
上述值可以与针对UE配置的频域中的PTRS的最大数量对应。当PTRS的最大数量为8时，如果为UE分配了8个PRB，则UE仅在带宽中限定8个PTRS。在均匀分布的情况下，可以针对每个RB限定一个PTRS。
另一方面，如果为UE分配了32个PRB，则UE针对每四个RB限定一个PTRS。此外，如果为UE分配了16个PRB，则UE针对每两个RB限定一个PTRS。即，当PTRS的最大数量是8时，可以基于PRB的数量来均匀地分布8个PTRS。
PTRS的最大数量可以根据所分配的带宽而改变。这是因为随着带宽减小，对相位噪声的灵敏度降低。即，在BW(带宽)<＝8个PRB的情况下，PTRS的最大数量可以被设置为4。相比之下，在BW>8个PRB的情况下，PTRS的最大数量可以被设置为8。
因此，UE可以基于所分配的BW以及对应的BW中所允许的PTRS的最大数量中的至少一者来确定PTRS的频域位置(或图案)。
此外，每个PTRS的起始位置可以被设置为给定RB当中的具有最低索引的RB。另一方面，BS可以预先通过RRC和/或MAC-CE中的至少一者来预先配置UE特定的起始位置。然而，UE可以基于子载波间隔、MCS和/或BW中的至少一者来确定在由BS配置的PTRS位置处发送PTRS还是数据。另外，如果将对应区域设置为零功率PTRS(ZP-PTRS)，则UE可以在对应区域中不发送数据。
作为另一示例，可以通过考虑TRB的数量(或TRB大小)来改变频域中的PTRS的数量。这是因为由CFO引起的ICI降低了CFO和CPE估计性能。在这种情况下，如图中所示，如果TRB的数量增加，则估计性能的降低可能会进一步使BLER性能降低。然而，由于参考信号开销可以随着TRB的数量的增加而减少，所以可以通过在频域中分配更多的PTRS来改善估计性能。即，可以通过考虑BLER性能下降和PTRS开销来基于TRB的数量来确定频域中的PTRS的数量。例如，可以如表4所示限定PTRS的数量。根据表4，当TRB的数量(或TRB大小)小于或等于N时，可以将频域中的PTRS的数量设置为M1。相比之下，当TRB的数量大于N时，可以将频域中的PTRS的数量设置为M2。例如，TRB的参考数量可以是8。另外，M1和M2可以分别是4和8。然而，本公开并不限于此。即，N、M1和M2可以设置为其他特定值。
另外，可以通过RRC和/或DCI来配置N、M1和M2。此外，N、M1和M2可以是预定的(即，其值可以像规范中的规则一样限定)。
[表4]
Figure BDA0002269146600000131
此外，UE可以将针对上述值的偏移值报告给BS。即，由于每个UE具有不同的PN状态，所以过渡点可能不合适。因此，可能需要偏移报告来补偿不合适的过渡点。例如，可以限定能够将在以上示例中配置的TRB大小从8切换到4或16的1位偏移。此外，在下面的描述中，PTRS时间/频率图案(包括是否发送PTRS)根据子载波间隔/MCS/BW而改变，并且在这种情况下，可以限定能够改变这三个条件中的每一个的报告模式。此时，报告模式可以直接指示期望值或给出现有值的偏移量。前一种情况需要更多的位，但是可以表示各种值。
提议2(根据TRB的大小改变时域中的PTRS之间的间隔)
PTRS频率密度(FD)可以如下表5所示限定。例如，当RB的数量小于或等于4时，可以不分配PTRS。另外，当RB的数量大于5且小于或等于8时，可以将PTRS分配给一个子载波。即，FD可以是1。此外，当RB的数量大于9且小于或等于16时，可以针对每两个RB将PTRS分配给一个子载波。即，FD可以是1/2。此外，当RB的数量大于17且小于或等于32时，可以针对每四个RB将PTRS分配给一个子载波。即，FD可以是1/4。
[表5]
调度的BW 频率密度
0&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝4 没有PT-RS
5&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝8 1
9&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝16 1/2
17&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝32 1/4
然而，根据表5，在FD的边界处，PTRS子载波的数量可以减少。将调度的BW为8的情况和调度的BW为9的情况进行比较，当RB的数量为8时，可以按每个RB将PTRS分配一个子载波，但是当RB的数量为9时，可以按每两个RB将PTRS分配一个子载波。当存在8个RB时，PTRS子载波的数量可以是8，而当存在9个RB时，PTRS子载波的数量可以是4。图10示出了表5的示例。例如，如果在每个RB数量的边界处PTRS子载波的数量急剧变化，则如图10的“表B”所示，在特定PRB处，PTRS子载波的数量可以急剧变化。此外，图11示出了当存在64个PRB时的频谱效率。在这种情况下，可以看出，在特定PN模型的情况下，性能根据PTRS的数量而显著改变，并且当PTRS的数量为16时，可以获得最佳性能。因此，当存在64个PRB时，可能需要16个PTRS。稍后将通过FD确定来描述细节。
如上所述，PTRS密度可以随着BW的增加而降低。随着BW变得更大，BLER性能可能对PTRS子载波的数量更加敏感。因此，需要通过考虑BW的增加来调整PTRS子载波的数量。例如，当FD小于1时，可以根据式2分配PTRS。在式2中，i表示包括PTRS的PRB的索引，P表示所分配的PRB的数量，k表示其偏移值。当RB的数量大于9且小于或等于16时，PTRS载波的数量可以根据式2增加。图12示出了其示例。参照图12，当使用9个PRB时，L可以是8。当RB的数量大于9且小于或等于16时，根据式2，可以将包括PTRS的RB的数量保持为8。FD可以随着RB数量的增加而减少。因此，能够防止FD在表5所示的边界处减小。
[式2]
Figure BDA0002269146600000141
这样，可以将表5修改为表6。如果P大于8，则L可以被设置为8。然而，这仅是示例性的，并且本公开不限于此。另外，图10的“表A”可以指示PTRS的数量按照如下表6中所示的类似方式增加。
[表6]
调度的BW 频率密度
0&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝4 没有PT-RS
5&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝8 1
9&lt;N<sub>RB</sub> L/N<sub>RB</sub>
式2不仅可以防止FD的减小，而且还允许PTRS子载波的均匀分布。然而，本公开并不限于此。作为另一示例，可以如下地修改用于表示包括PTRS的PRB的索引的式2。例如，尽管在式2中使用了下舍入(rounding down)，但是如式3所示，可以使用四舍五入(roundingoff)或上舍入(rounding up)，代替上舍入。
[式3]
Figure BDA0002269146600000151
在式2或式3中，L的值可以针对每个BW改变。这是因为随着BW增加，所需的PTRS的数量(L)会增加。考虑到这一事实，可以如下表7所示限定L的值。
[表7]
调度的BW 频率密度
0&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝BW<sub>1</sub> 没有PT-RS
BW<sub>1</sub>&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝BW<sub>2</sub> 1或L<sub>1</sub>/N<sub>RB</sub>
BW<sub>2</sub>&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝BW<sub>3</sub> L<sub>2</sub>/N<sub>RB</sub>
... ...
BW<sub>N-1</sub>&lt;N<sub>RB</sub>&lt;＝BW<sub>N</sub> L<sub>N-1</sub>/N<sub>RB</sub>
可以将表7修改为表8。参照表8，L的值可以由UE和/或BS(例如，gNB)通过RRC、MAC-CE和/或DCI中的至少一者来配置。由于每个UE具有不同的相位噪声频谱，因此，如果UE具有相对较低的相位噪声，则UE可以为L设置相对低的值。另一方面，如果UE具有相对较高的相位噪声，则UE可以为L设置相对高的值。当通常提高UE的性能时，BS可以调整这些值以支持前向兼容性。然而，本公开并不限于此。
[表8]
调度的BW PTRS子载波的数量
N<sub>RB</sub>&lt;BW<sub>1</sub> 没有PT-RS
BW<sub>1</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;BW<sub>2</sub> 1或L<sub>1</sub>
BW<sub>2</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;BW<sub>3</sub> L<sub>2</sub>
... ...
BW<sub>N</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub> L<sub>N</sub>
为了调整值，可以相对于原始位置提供相对位置。假设将一个位用作配置位，并且当前密度为L2。在这种情况下，如果该位为0，则可以保持L2。如果该位为1，则L2可以改变为L3(密度降低)。然而，本公开并不限于此。当使用配置位时，可以将表8相对于完整BW修改为表9。即，L的值可以如表9所示均匀地移位，结果，可以减小密度。
[表9]
BW<sub>1</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;BW<sub>2</sub> 1或L<sub>0</sub>
BW<sub>2</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;BW<sub>3</sub> L<sub>1</sub>
... ...
BW<sub>N</sub>&lt;＝N<sub>RB</sub> L<sub>N-1</sub>
此外，当在频域中限定的PTRS的数量大于预定值时，PTRS的数量的增加会增加开销而不是改善性能，从而导致频谱效率方面的损失。因此，可以建立式4中所示的关系。
[式4]
L1≤L2...≤LN-1
虚拟PRB索引可以应用于上述式。即，即使当PRB实际上不是连续的，也可以通过将虚拟PRB索引应用于所述式来确定PTRS频率位置。
可以通过将实际的PRB位置改变为虚拟PRB位置来确定PRB索引，但是本公开不限于此。例如，假设所分配的物理PRB的索引是PRB#10至#15和PRB#30至#39，则索引可以改变为vPRB#0至#15。可以针对vPRB来执行计算。传输PTRS的物理PRB的索引可以如下确定：在vPRB#0至#5的情况下添加10，在vPRB#6至#15的情况下添加24。然而，本公开并不限于此。
在上述式中，k可以被限定为0。如果没有从PRB检测到PTRS位置，则可以将用于检测PTRS的位置的区域扩展到包括下一个PTRS的PRB之前。假设没有从上表中的16个PRB当中的PRB 0检测到PTRS，则可以在PRB 1中尝试PTRS位置检测。此外，可以将基本PTRS位置设置为特定PRB中的具有最低频率索引的DMRS的位置。如果将基本PTRS位置设置为特定PRB中的具有最高频率索引的DRMS的位置，则k可以被设置为1。在这种情况下，式2可以修改为式5。
[式5]
Figure BDA0002269146600000171
在式5中，P0表示实际分配的物理PRB当中的最低索引。另外，当所有所分配的PRB都是连续的时，式5可能是有用的。
另外，式2可以被修改为式6。由于式6的
Figure BDA0002269146600000172
在频域中相邻的PTRS之间的距离可以是固定的。例如，可以如下表10所示限定PTRS密度。参照表8，在8＜P≤16的情况下L可以等于4。因此，PTRS可以如图13所示定位。换句话说，频域位置可以是固定的，结果，可以简化实现。例如，当存在9至11个PRB时，PTRS间隔可以与两个PRB对应。当存在12至15个PRB时，PTRS间隔可以被设置为三个PRB。即，由于频域位置是固定的，所以间隔可以取决于PRB的数量而固定。然而，与式2相比，式6可能不适用于在特定BW中均匀地分布PTRS。因此，需要通过根据情况考虑式2或式6来布置PTRS。
[式6]
Figure BDA0002269146600000173
[表10]
调度的BW 频率密度
N<sub>RB</sub>&lt;4 1
4≤N<sub>RB</sub>&lt;16 4/N<sub>RB</sub>
16≤N<sub>RB</sub>&lt;48 8/N<sub>RB</sub>
48≤N<sub>RB</sub>&lt;64 12/N<sub>RB</sub>
64≤N<sub>RB</sub> 16/N<sub>RB</sub>
另外，可以将上述式修改为式7。在式7中，与其他式不同，PTRS频域间隔由T表示。当8＜P≤16且L＝4时，PTRS可以如图14所示地定位。参照图14，PTRS间隔可以与两个或四个PRB对应。当存在15个PRB或更少的PRB时，如果存在两个资源块组(RBG)，则可以针对每个RBG限定一个PTRS。另外，当存在16个PRB时，如果存在四个RBG，则可以针对每个RBG限定一个PTRS。此外，在这种情况下，如果存在两个PRG，则可以针对每两个PRG限定一个PTRS。即，可以基于PRG来限定PTRS，因此可以简化实现。然而，上述方法可能不适合在给定带宽中均匀地分配PTRS。为了解决此问题，可以针对每两个PRB或每四个PRB限定一个PTRS，通过这样做，可以更均匀地分布PTRS。
[式7]
i＝lT+k，l＝0，1，...，L-1
其中
Figure BDA0002269146600000181
其中C＝{1，2，4，8，16，32}
在上述式中，可以根据PTRS端口号来改变k的值。例如，在PTRS端口#0和#1的情况下，k的值可以分别设置为0和1。在这种情况下，不同的PTRS端口可位于不同的PRB中。然而，这仅在FD小于或等于1/2时才有用。否则，同一PRB中可能存在相同的PTRS端口。即，仅当FD小于或等于1/2时，才可以根据PTRS端口号来改变k的值。然而，本公开并不限于此。
在DFT-s-OFDM中，当将多个PTRS分配给一个OFDM符号时，可以依据上述式根据BW来确定PTRS的数量。另外，可以基于上表确定PTRS在时域和频域中的位置。
在DFT-s-OFDM中，可以根据BW来改变在一个OFDM符号中限定的PTRS的数量。由于随着带宽增加，CPE估计性能变得更加敏感，因此，当BW增加时，PTRS的数量应增加。
如果针对DFT-s-OFDM限定了基于DFT后的PTRS，则可以以与CP-OFDM中相同的方式在频域中限定PTRS。在这种情况下，可以重新使用CP-OFDM的表和式。
另外，如果针对DFT-s-OFDM限定了基于DFT前的PTRS，则可以如图16所示在时域中限定PTRS。在图16中，“块”是指时域中的相邻PTRS组。在图16的Alt-3中，假设定有四个块，每个块的大小为2。
如果应用图16的Alt-1或Alt-3，则在时域中可以均匀地分布PTRS。因此，可以等同地使用用于CP-OFDM的式。在图16的Alt-1的情况下，式中的L可以意指PTRS的总数(每OFDM)。另一方面，在图16的Alt-3的情况下，L可以意指PTRS的总数(每OFDM/块大小)。因此，Alt-1中L＝8，而Alt-3中L＝4。换句话说，根据图16的Alt-3，上述式可以指示每个块的位置而不是PT-RS位置。然而，本公开并不限于此。
图17至图20示出了取决于PRB大小和PTRS的数量的实验数据。图17至图20中所示的取决于PRB大小和PTRS的数量的数据可以被表示为如表7至11所示。另外，表11可以被修改为表12。然而，本公开并不限于此。
[表11]
调度的BW PTRS子载波的数量
N<sub>RB</sub>&lt;8 频率密度：1
8&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;32 8
32&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;48 12
48&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;64 16
64&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;80 20
80&lt;＝N<sub>RB</sub> 24
[表12]
调度的BW 频率密度
N<sub>RB</sub>&lt;8 1
8&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;32 8/N<sub>RB</sub>
32&lt;＝N<sub>RB</sub> 1/4
如上所述，可以将频域中的相邻PTRS之间的间隔设置为1、2、4和8个PRB中的一个。在这种情况下，如上所述，RBG可以与PTRS相关，并且通过这样做，可以针对每个RBG限定一个PTRS。即，如上所述，如果将RBG限定为最小调度单元，则即使执行了非连续调度，也可以消除关于PTRS布置的歧义。当基于RBG分配PTRS时，可以如表13所示地确定FD。例如，如果RB的数量小于4，则FD可以被设置为1。如果RB的数量大于或等于4且小于16，则FD可以被设置为4/NRB。如果RB的数量大于或等于16，则不管RB的数量如何，可以将FD设置为1/4。如果增加了一个或更多个RBG，则可以附加地分配一个PTRS来保持FD。
参照表13，当调度的BW增加时，可以限定更多PTRS。然而，可以从实验数据看出，当PTRS的数量大于或等于预定值时，就频谱效率而言，附加的PTRS被认为是损失。因此，可以如表14所示重新限定表13。
[表13]
调度的BW 频率密度
N<sub>RB</sub>&lt;4 1
4&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;16 4/N<sub>RB</sub>
16&lt;＝N<sub>RB</sub> 1/4
[表14]
调度的BW 频率密度
N<sub>RB</sub>&lt;4 1
4&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;16 4/N<sub>RB</sub>
16&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;64 1/4
64&lt;＝N<sub>RB</sub> 16
在表13中，当RB的数量大于或等于16并且小于或等于64时，FD可以被保持为1/4。然而，当RB的数量大于或等于64时，如果PTRS的数量大于16，则如上所述地发生损失。因此，PTRS的数量可以保持为16。图21示出了基于表14的取决于BW的PTRS的数量。表14可以与图21的“表D”对应。即，PTRS的数量可能不会在RB边界处急剧减少，而是逐渐增加。当考虑RBG时，如果BW大于或等于4个RB并且小于16个RB，则PTRS的数量可以被保持为4。图22示出了包括当RB的数量大于或等于4且小于或等于16时的PTRS的PRB的频率位置。在图22中，可以将PTRS间隔假设为1、2或4个RB，但是本公开不限于此。
在表14或图21的“表D”中，当BW大于或等于64个RB时，可以以与上述相同的方式扩展包括PTRS的PRB的位置。更具体地，在BW＝64个PRB的情况下，可以针对每4个PRB限定PTRS。此外，在较高的BW(例如，BW＜＝100个PRB)的情况下，可以如在与BW＝64个PRB的情况下相同的PRB位置中限定PTRS。这是因为当BW<＝100个PRB时，无法针对每8个PRB限定PTRS。此外，当BW与101个或更多个PRB对应时，可以针对每8个PRB限定PTRS，结果，可以以与以上描述的相同的方式执行分配。
可以通过如上所述考虑RS开销来限制PTRS的最大数量。具体地，可以如下面的表15中所示的根据BW来确定FD，并且可以基于此来限制PTRS的最大数量。另外，表15可以被修改为表16，尽管它们在某种程度上彼此相似。当RB的数量小于或等于3时，FD可以被设置为1，但是PTRS的最大数量可以被设置为0，以指示PTRS为OFF。
[表15]
Figure BDA0002269146600000211
[表16]
Figure BDA0002269146600000212
当带宽大于或等于64个RB时，16个PTRS可能是足够的。这也可以从实验数据中进行检查。因此，可以如下面的表17所示限定PTRS的最大数量。即，当RB的数量大于或等于16时，PTRS的最大数量可以被限制为16。另外，表17和表18可以指示相同的情况，但是本公开不限于此。
[表17]
Figure BDA0002269146600000213
[表18]
调度的BW 频率密度
N<sub>RB</sub>&lt;4 1
4&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;16 4/N<sub>RB</sub>
16&lt;＝N<sub>RB</sub>&lt;64 1/4
64&lt;＝N<sub>RB</sub> 16
作为一个实施方式，可以以如上所述的类似的方式获得表19或表20。
[表19]
Figure BDA0002269146600000221
[表20]
Figure BDA0002269146600000222
图14示出了基于表19和表20将PTRS映射到RB。例如，在9个PRB的情况下，RB之间的间隔是2，并且布置了四个PTRS。在这种情况下，不向第8个RB分配PTRS。作为另一示例，在15个RB的情况下，不向第8个RB、第10个RB、第12个RB和第14个RB分配PTRS。因此，可以通过限制PTRS子载波的最大数量来减少RS开销。
下面的表21示出了将1/2密度应用于RB的数量大于或等于8且小于12而不是16的情况的示例。图16示出了基于表21将PTRS映射到RB的方法。在图15中，与图14相比，PTRS可以在频域中更均匀地分布。
[表21]
Figure BDA0002269146600000223
参照表20，可以根据调制或MCS以及BW来确定PTRS是否为OFF。图24示出了在64-QAM的情况下，如果BW与两个RB对应，则不发送PTRS以获得更好的性能。此外，在256-QAM的情况下，发送PTRS以获得更好的性能。换句话说，当使用少量的RB时，可以基于调制来确定PTRS是否为ON/OFF。为此，可以将相关信息用信号发送给UE或BS，但是本公开不限于此。可以基于图24来配置表22。
[表22]
Figure BDA0002269146600000231
在64-QAM的情况下，可发送的PTRS的最大数量为0，因此，PTRS可以被关闭。此外，在256-QAM的情况下，可发送的PTRS的最大数量被设置为4，并且可以允许PTRS发送。为了防止包括PTRS的PRB在UE之间交叠，可以在频域中移位用于发送PTRS的所有RB。
例如，PTRS可以在10个PRB当中的RB#0、#2、#4和#6中发送。在这种情况下，为了防止其他UE使用相应的RB，可以在RB#1、#3、#5和#6或RB#2、#4、#6和#7中发送PTRS。另外，可以通过UE ID和可移位的RB的最大数量来确定移位值(例如，在10个RB的情况下，移位值为3)。
图25是示出PTRS分配方法的流程图。
BS可以生成PTRS(S2510)。然后，BS可以确定要分配给多个RB的PTRS子载波的数量(S2520)。如以上参照图1至图24所描述的，可以针对每个RB配置PTRS子载波的数量。例如，可以针对每两个或四个RB分配一个PTRS子载波。当BW增加时，PTRS子载波被分配到的RB的数量可以增加。如上所述，PTRS子载波被分配到的RB的数量可以与FD对应。
接下来，BS可以基于PTRS子载波的数量来将PTRS分配给多个RB(S2530)，并且发送所分配的PTRS(S2540)。如以上参照图1至图24所描述的，可以根据包括调度的BW的间隔来确定PTRS子载波的数量。即，参照上表，可以通过相应的间隔来确定PTRS子载波或FD的数量。在这种情况下，为了防止PTRS子载波的数量在间隔的边界处急剧减少，可以针对每个间隔调整所分配的PTRS子载波的数量。可以根据上述式确定这种调整。随着调度的BW变得更大，PTRS子载波的数量可以基于间隔增加或被保持。例如，当BW小时，可能不需要PTRS。参照上表，在BW小的特定间隔的情况下，可以不分配PTRS。在另一个特定间隔中，可以针对每个RB分配PTRS。在又一个特定间隔中，PTRS载波的数量可以被保持在特定水平。总之，PTRS载波的数量可以增加或者被保持，而不是在间隔边界处急剧减少。另外，可以基于取决于调度的BW的PTRS载波和FD的最大数量来确定PTRS载波的数量。即，FD可以随着调度的BW增加而减小。然而，如上所述，即使调度的BW增加，PTRS载波的数量也可能不会增加到特定水平以上。
装置构造
图26是示出根据本公开的实施方式的用户设备和基站的构造的图。在图26中，用户设备100和基站200可以分别包括射频(RF)单元110和210、处理器120和220以及存储器130和230。虽然图32示出了用户设备100与基站200之间的1：1通信环境，但是可以在多个用户设备与多个基站之间建立通信环境。另外，图26中所示的基站200的配置可以应用于宏小区基站和小型小区基站。
RF单元110和210可以分别包括发送器112和212以及接收器114和214。用户设备100的发送器112和接收器114被配置为向基站200和其他用户设备发送信号和从基站200和其他用户设备接收信号。处理器120在功能上连接到发送器112和接收器114，并且控制由发送器112和接收器114执行的处理以向其他装置发送信号和从其他装置接收信号。处理器120处理要发送的信号，将处理后的信号发送到发送器112，并且处理由接收器114接收的信号。
如果需要，处理器120可以将交换的消息中的信息存储在存储器130中。通过以上配置，用户设备100可以执行在本公开的各种实施方式中描述的方法。
基站200的发送器212和接收器214被配置为向另一个基站和用户设备发送信号和从另一个基站和用户设备接收信号。处理器220在功能上连接到发送器212和接收器214，并且控制由发送器212和接收器214执行的处理以向其他装置发送信号和从其他装置接收信号。处理器220处理要发送的信号，将处理后的信号发送到发送器212，并且处理由接收器214接收的信号。如果需要，处理器220可以将交换的消息中的信息存储在存储器230中。通过以上配置，基站200可以执行在本公开的各种实施方式中描述的方法。
用户设备100的处理器120和基站200的处理器220分别指示(例如，控制、调整或管理)用户设备100和基站200的操作。处理器120和220可以分别连接到存储器130和230，以存储程序代码和数据。存储器130和230分别连接到处理器120和220，以便存储操作系统、应用和一般文件。
本公开的处理器120和220中的每一个可以被称为控制器、微控制器、微处理器、微型计算机等。处理器120和220中的每一个可以由硬件、固件、软件或其任何组合来实现。
当本公开的实施方式由硬件实现时，专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)等可以包括在处理器120和220中。
在通过固件或软件实现的情况下，根据本公开的各个实施方式的方法可以通过用于执行上述功能或操作的模块、程序和/或函数来实现。软件代码可以被存储在存储器单元中，然后由处理器执行。存储器单元可以被设置在处理器的内部或者外部，以通过各种为公众所知的手段与处理器交换数据。
如上面的描述中所提及的，提供了本公开的优选实施方式的详细描述，以便本领域技术人员实现。尽管本文中参照其优选实施方式描述并例示了本公开，但是对于本领域技术人员而言将显而易见的是，可以在不脱离本公开的精神和范围的情况下对其进行各种修改和变化。因此，本公开不由本文所公开的实施方式限制，而是旨在给出与本文所公开的原理和新特征匹配的最宽范围。另外，尽管参照其优选实施方式描述了本公开，但是对于本领域技术人员而言将显而易见的是，不仅本公开不限于上述特定实施方式，而且可以在不脱离本公开的精神或范围的情况下对本公开进行各种修改。这些修改不应该与本公开的技术精神和范围分开解释。
本说明书说明了设备和方法二者，并且如果需要，设备和方法这二者的说明可互补地应用。
工业实用性
上述方法不仅可以被应用于3GPP系统和LTE-A，而且可以被应用于包括IEEE802.16x系统和IEEE 802.11x系统的各种无线通信系统。此外，所提出的方法也可以被应用于使用超高频带的mmWave通信系统。

Claims (18)

1.一种在毫米波mmWave通信系统中由基站发送用于使用户设备UE能够消除相位噪声的信号的方法，该方法包括以下步骤：
生成相位跟踪参考信号PTRS；
将所述PTRS分配给调度的带宽中所包括的一个或更多个资源块；以及
发送所分配的PTRS，
其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述调度的带宽小于第一阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为1，针对每个资源块分配一个PTRS，
其中，基于所述调度的带宽大于或等于所述第一阈值且小于第二阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为2，针对每两个资源块分配一个PTRS，并且
其中，基于所述调度的带宽大于所述第二阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为4，针对每四个资源块分配一个PTRS。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的PTRS子载波的最大数量。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，在根据所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔而分配PTRS时，如果所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块的数量大于所述PTRS子载波的最大数量，则不将所述PTRS分配给所述调度的带宽中所包括的剩余资源块。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔来从资源块索引低的资源块开始分配所述PTRS。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述UE的标识ID以及可移位的资源块的最大数量中的至少一者来对所述PTRS被分配到的资源块的索引进行移位。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述可移位的资源块的最大数量与所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔对应。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的一个或更多个PTRS子载波的数量。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，根据式A来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块的资源块索引：
[式A]
Figure FDA0002269146590000021
其中，i表示所述PTRS被分配到的资源块的索引，P表示所述调度的带宽，L表示所述PTRS被分配到的一个或更多个PTRS子载波的数量，并且k表示偏移值。
10.一种在毫米波mmWave通信系统中发送用于使用户设备UE能够消除相位噪声的信号的基站，该基站包括：
接收器，该接收器被配置为从外部装置接收信号；
发送器，该发送器被配置为向外部装置发送信号；以及
处理器，该处理器被配置为控制所述接收器和所述发送器，
其中，所述处理器被配置为：
生成相位跟踪参考信号PTRS；
将所述PTRS分配给调度的带宽中所包括的一个或更多个资源块；并且
控制所述发送器发送所分配的PTRS，并且
其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔。
11.根据权利要求10所述的基站，其中，基于所述调度的带宽小于第一阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为1，针对每个资源块分配一个PTRS，
其中，基于所述调度的带宽大于或等于所述第一阈值且小于第二阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为2，针对每两个资源块分配一个PTRS，并且
其中，基于所述调度的带宽大于所述第二阈值，所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔为4，针对每四个资源块分配一个PTRS。
12.根据权利要求10所述的基站，其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的PTRS子载波的最大数量。
13.根据权利要求12所述的基站，其中，在根据所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔而分配PTRS时，如果所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块的数量大于所述PTRS子载波的最大数量，则不将所述PTRS分配给所述调度的带宽中所包括的剩余资源块。
14.根据权利要求10所述的基站，其中，基于所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔来从资源块索引低的资源块开始分配所述PTRS。
15.根据权利要求10所述的基站，其中，基于所述UE的标识ID以及可移位的资源块的最大数量中的至少一者来对所述PTRS被分配到的资源块的索引进行移位。
16.根据权利要求15所述的基站，其中，所述可移位的资源块的最大数量与所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块之间的间隔对应。
17.根据权利要求10所述的基站，其中，基于所述调度的带宽来确定所述PTRS被分配到的一个或更多个PTRS子载波的数量。
18.根据权利要求17所述的基站，其中，根据式A来确定所述PTRS被分配到的所述一个或更多个资源块的资源块索引：
[式A]
Figure FDA0002269146590000031
其中，i表示所述PTRS被分配到的资源块的索引，P表示所述调度的带宽，L表示所述PTRS被分配到的一个或更多个PTRS子载波的数量，并且k表示偏移值。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114401173A (zh) * 2017-08-01 2022-04-26 华为技术有限公司 参考信号的传输方法及装置
GB2568672B (en) * 2017-11-17 2021-08-04 Samsung Electronics Co Ltd Improvements in and relating to BWP setup and signalling in a telecommunication system
US20220109537A1 (en) * 2020-10-02 2022-04-07 Qualcomm Incorporated Frequency selective phase tracking reference signal (ptrs) allocation
US20220109601A1 (en) * 2020-10-06 2022-04-07 Qualcomm Incorporated Changing the phase tracking reference signal (ptrs) pattern over different symbols
US20220150097A1 (en) * 2020-11-09 2022-05-12 Qualcomm Incorporated Determining a density of a phase tracking reference signal

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103036820A (zh) * 2011-09-29 2013-04-10 重庆重邮信科通信技术有限公司 一种基于参考信号的多小区信道估计方法和装置
CN103891166A (zh) * 2011-09-30 2014-06-25 交互数字专利控股公司 无线通信中的多点传输
WO2015115819A1 (ko) * 2014-01-29 2015-08-06 주식회사 아이티엘 상향링크 dm-rs 시퀀스를 매핑하는 방법 및 장치
CN105122871A (zh) * 2013-04-17 2015-12-02 华为技术有限公司 无线网络中自适应传输的系统和方法
GB201704731D0 (en) * 2017-03-24 2017-05-10 Samsung Electronics Co Ltd Phase tracking reference signal

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20140065392A (ko) 2011-09-09 2014-05-29 엘지전자 주식회사 단말-특정 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치
KR20150090586A (ko) 2014-01-29 2015-08-06 주식회사 아이티엘 상향링크 dm-rs 시퀀스를 매핑하는 방법 및 장치
US10560243B2 (en) * 2017-01-13 2020-02-11 Qualcomm Incorporated Systems and methods to select or transmitting frequency domain patterns for phase tracking reference signals
CN108632005B (zh) * 2017-03-24 2023-12-15 华为技术有限公司 一种参考信号传输方法、装置及系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103036820A (zh) * 2011-09-29 2013-04-10 重庆重邮信科通信技术有限公司 一种基于参考信号的多小区信道估计方法和装置
CN103891166A (zh) * 2011-09-30 2014-06-25 交互数字专利控股公司 无线通信中的多点传输
US20140321406A1 (en) * 2011-09-30 2014-10-30 Interdigital Patent Holdings, Inc. Multipoint transmission in wireless communication
CN105122871A (zh) * 2013-04-17 2015-12-02 华为技术有限公司 无线网络中自适应传输的系统和方法
WO2015115819A1 (ko) * 2014-01-29 2015-08-06 주식회사 아이티엘 상향링크 dm-rs 시퀀스를 매핑하는 방법 및 장치
GB201704731D0 (en) * 2017-03-24 2017-05-10 Samsung Electronics Co Ltd Phase tracking reference signal

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CMCC: "R1-1612186 "Phase noise reference signal design for high frequency systems"", 《3GPP TSG_RAN\WG1_RL1》 *
NOKIA等: "R1-1701105 "On PT-RS Design for NR"", 《3GPP TSG_RAN\WG1_RL1》 *
SAMSUNG: "R1-1700932 "Time/Frequency pattern for PTRS"", 《3GPP TSG_RAN\WG1_RL1》 *

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