CN110620399B - 基于鲁棒残差生成器的逆变器并联控制方法以及系统 - Google Patents

基于鲁棒残差生成器的逆变器并联控制方法以及系统 Download PDF

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CN110620399B CN201910814043.6A CN201910814043A CN110620399B CN 110620399 B CN110620399 B CN 110620399B CN 201910814043 A CN201910814043 A CN 201910814043A CN 110620399 B CN110620399 B CN 110620399B
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Abstract

本公开是关于一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法以及系统。其中，该方法包括：计算多逆变器并联拓扑中各逆变器滤波器无功功率最小时的滤波电感值、电容值及转折频率；进一步计算双闭环中电流环、电压环的PI增益；建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，计算电流、电压环动态补偿控制器参数；增加基于动态补偿控制器的前馈控制，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑的控制。本公开保证系统稳定性的前提下改善了逆变器之间参数差异对功率均分的影响，使输出电压控制更加稳定。

Description

基于鲁棒残差生成器的逆变器并联控制方法以及系统
技术领域
本公开涉及电力电子领域，具体而言，涉及一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法以及系统。
背景技术
随着能源结构转型带来绿色能源的逐步渗透，作为电力系统中与广大用户密切相连的配电网需满足分布式发电系统DGs及储能装置的大规模接入，适应电动汽车等新型负荷的即插即用，并满足用户对电能质量要求的不断提高。微电网是减少分布式电源及柔性符合对电力系统冲击和影响的有效手段，在大电网故障或维修时，微电网可以运行在离网模式保证当地重要负荷高质量不间断供电，提高电力系统供电可靠性。然而离网运行时由于缺乏大电网对电压、频率的支撑以及各分布式电源和负荷存在功率不匹配，最终可能导致微电网变得不稳定。
下垂控制是目前微电网多变流器并联时的一种有效的控制手段，能一定程度维持微电网电压、频率的稳定并在不使用通信线路的情况下使DGs合理的分担负荷功率。但微电网中含有大量的电力电子装置，只有一个可调参数的传统下垂控制器与分布式发电系统惯性小、抗扰性差等特点会使多变流器并联时电能质量恶化、暂态性能极差，同时负载频繁的投切以及可再生能源的随机性和间歇性或者发生故障时会使得DGs不断的切入切出，变流器之间易环流，从而使得孤岛下的微电网稳定性受到严重挑战。
在孤岛微电网多变流器并联采用下垂控制基础上对功率控制器进行改进，大体可分为三种不同类型的改进方法：分段下垂、动态下垂与自适应下垂。分段下垂控制通过增大下垂系数，以提升系统动态响应速度，改善系统暂态特性。动态下垂控制通过调节下垂系数，以改善功率分配效果，减小各DG之间的环流。自适应下垂控制通过平移下垂曲线，以维持系统频率和电压稳定。
现有的改进型方案增加了更多的下垂控制相关参数，在微电网拓扑结构变化时参数整定复杂，且随着拓扑结构变化原系统相关参数需重新调整才能达到改进目的并保证系统稳定性，不利于即插即用。不同容量逆变器因滤波器及控制器参数差异会影响并联时的功率分配，从而恶化多变流器并联时的环流问题，影响系统整体稳定性。目前实际应用中通常利用估计值或凭经验选取相关参数，其中的误差不仅会增加滤波器的体积成本，还增加了电力电子器件的损耗、减小使用寿命。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法以及系统，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
根据本公开的一个方面，提供一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法，包括：
逆变器参数计算步骤，建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算步骤，基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算步骤，建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制步骤，基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
在本公开的一种示例性实施例中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
建立多逆变器并联拓扑，根据所述多逆变器并联拓扑推导在dq轴下的微分方程；
根据所述微分方程求解逆变器在线性准稳态QSL条件下的状态空间方程，进而计算所述拓扑的状态空间模型。
在本公开的一种示例性实施例中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
基于二阶振荡系统的幅相渐近线，根据开关频率及最低次谐波频率确定转折频率范围的上限；
基于谐振抑制控制原则，根据基波频率确定转折频率的下限；
结合所述多逆变器并联拓扑的开关频率及所述转折频率的上限、下限确定逆变器转折频率。
在本公开的一种示例性实施例中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
由于滤波器上谐波分量远小于基波分量，忽略掉谐波分量后LC滤波器消耗的无功功率Qf为：
Qf＝ω1LfIi1 2+ω1CfVo1 2
其中，ω1为基波角频率，Ii1为滤波电感电流基波有效值，Vo1为滤波电容电压基波有效值；
以逆变器滤波器消耗无功功率最小为原则，求解滤波电感值、电容值为：
Figure GDA0002864704990000041
在本公开的一种示例性实施例中，所述逆变器双闭环PI增益计算步骤还包括：
忽略滤波电感上的寄生电阻，按既保证系统具有良好的快速性同时兼具一定的抗扰性的II型系统，采用振荡指标法中的闭环幅频特性峰值最小准则推得电流环PI增益为：
Figure GDA0002864704990000042
电压环PI增益为：
Figure GDA0002864704990000043
在本公开的一种示例性实施例中，所述动态补偿控制器参数计算步骤还包括：
建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，龙伯格状态生成器基础上推导出dr生成器，所述dr生成器的状态空间方程为：
Figure GDA0002864704990000044
根据所述dr生成器的状态空间方程增加电流环补偿控制器，生成电压电流双闭环与动态补偿控制器控制结构；
根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数。
在本公开的一个方面，提供一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统，其特征在于，所述系统包括：
逆变器参数计算模块，用于建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，根据所述状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算模块，用于基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算模块，用于建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制模块，用于基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
本公开通过计算多逆变器并联拓扑中各逆变器滤波器无功功率最小时的滤波电感值、电容值及转折频率；根据滤波器参数进一步计算双闭环内环的电流环、电压环PI增益；建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，计算电流、电压环动态补偿控制器参数；增加基于动态补偿控制器的前馈控制，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑的控制。一方面，本公开根据各逆变器容量给出了完整的参数设计方案，在保证系统稳定性的前提下改善了逆变器之间参数差异对功率均分的影响，使电压输出波形质量得到改善，提升了系统的动态响应与抗扰性减少了滤波器的成本，为参数选取提供了依据；另一方面，本公开从微源控制策略出发设计并给出了基于鲁棒残差生成器的并联前馈动态补偿控制结构及其控制器相关参数，主动改善了逆变器并联输出电压电能质量，在微电网拓扑变化时减小系统所受冲击与影响，利于电压稳定控制，在不改变原有下垂控制结构及相关参数基础上进一步提升孤岛微电网中逆变器并联下垂控制时的暂态性能与抗扰性，DGs功率均分快速性显著提升，均分效果更好并有效抑制环流。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
通过参照附图来详细描述其示例实施例，本公开的上述和其它特征及优点将变得更加明显。
图1示出了根据本公开一示例性实施例的基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法的流程图；
图2示出了根据本公开一示例性实施例的两台DG并联孤岛微电网拓扑示意图；
图3示意性示出了根据本公开一示例性实施例的多逆变器并联拓扑中LC滤波器电路示意图；
图4示意性示出了根据本公开一示例性实施例的基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构示意图；
图5示意性示出了根据本公开一示例性实施例的基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制电路单闭环PI-Q控制结构示意图；
图6示意性示出了根据本公开一示例性实施例的电压电流双闭环与动态补偿控制器结构示意图；
图7示意性示出了根据本公开一示例性实施例的基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制电路中电流环补偿控制器结构示意图；
图8示出了根据本公开一示例性实施例的基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施例。然而，示例实施例能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施例；相反，提供这些实施例使得本公开将全面和完整，并将示例实施例的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。
此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、材料、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构、方法、装置、实现、材料或者操作以避免模糊本公开的各方面。
附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个软件硬化的模块中实现这些功能实体或功能实体的一部分，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
在本示例实施例中，首先提供了一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法，参考图1中所示，该基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法可以包括以下步骤：
逆变器参数计算步骤S110，建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算步骤S120，基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算步骤S130，建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制步骤S140，基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
本公开通过计算多逆变器并联拓扑中各逆变器滤波器无功功率最小时的滤波电感值、电容值及转折频率；根据滤波器参数进一步计算双闭环内环的电流环、电压环PI增益；建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，计算电流、电压环动态补偿控制器参数；增加基于动态补偿控制器的前馈控制，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑的控制。一方面，本公开根据各逆变器容量给出了完整的参数设计方案，在保证系统稳定性的前提下改善了逆变器之间参数差异对功率均分的影响，使电压输出波形质量得到改善，提升了系统的动态响应与抗扰性减少了滤波器的成本，为参数选取提供了依据；另一方面，本公开从微源控制策略出发设计并给出了基于鲁棒残差生成器的并联前馈动态补偿控制结构及其控制器相关参数，主动改善了逆变器并联输出电压电能质量，在微电网拓扑变化时减小系统所受冲击与影响，利于电压稳定控制，在不改变原有下垂控制结构及相关参数基础上进一步提升孤岛微电网中逆变器并联下垂控制时的暂态性能与抗扰性，DGs功率均分快速性显著提升，均分效果更好并有效抑制环流。
在逆变器参数计算步骤S110中，可以建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，根据所述状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率。
在本发明示例性实施方式中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
建立多逆变器并联拓扑，根据所述多逆变器并联拓扑推导在dq轴下的微分方程；
根据所述微分方程求解逆变器在线性准稳态QSL条件下的状态空间方程，进而计算所述拓扑的状态空间模型。
在本发明示例性实施方式中，风机、光伏与混合储能系统并联组成功率可调度的分布式电源，DG建模为一个理想直流源(Vdc)通过电压源型逆变器(VSI)与串接的LC型滤波器并联到公共耦合点(Pcc)。两台逆变器并联的拓扑为例如图2所示。
其中Vi为DG经过逆变器的输出电压，Lf、rf、Cf分别是滤波电感及其内阻和滤波电容，Vo是逆变器经过LC滤波电路后的输出电压，rl、Ll为DG连接到Pcc的线路阻抗，Ii，Io分别是滤波电感上的电流和线路上的输出电流。根据图2所示拓扑列写dq轴下的微分方程：
Figure GDA0002864704990000091
Figure GDA0002864704990000092
ω1为基波角频率(ω1＝2πf，f＝50Hz)。DGi与DGj之间的环流Iij在dq轴下可用微分方程表示为(Lij＝Lli+Llj,rij＝rli+rlj)：
Figure GDA0002864704990000093
在线性准稳态QSL条件下建立以DGi为例的逆变器状态空间。
Figure GDA0002864704990000094
其中状态量xsi＝[Iiid,Iiiq,Void,Voiq]T，xsj＝[Iijd,Iijq,Vojd,Vojq]T，输入量ui＝[Viid,Viiq]T,扰动输入量di＝[Ixd,Ixq]T,输出量ysi＝[Void,Voiq]T。各矩阵表达见下式各矩阵表达见下式：
Figure GDA0002864704990000101
Figure GDA0002864704990000102
同理，N个DG并联后的整体状态空间模型为：
Figure GDA0002864704990000103
Figure GDA0002864704990000104
按式(3)定义矩阵Asii，Asij，Bsi，Esi，Csi(i,j＝1,2,…,N)。多逆变器并联时由于存在环流的耦合结构给孤岛微电网稳定性带来了挑战。
下垂控制环由功率环，虚拟阻抗环、电压电流双闭环构成。多变流器采用下垂控制时的稳定性研究对孤岛微电网安全运行有着重要意义。
在本发明示例性实施方式中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
基于二阶振荡系统的幅相渐近线，根据开关频率及最低次谐波频率确定转折频率范围的上限；
基于谐振抑制控制原则，根据基波频率确定转折频率的下限；
结合所述多逆变器并联拓扑的开关频率及所述转折频率的上限、下限确定逆变器转折频率。
在本发明示例性实施方式中，从逆变器内在结构与控制参数角度合理的设计相关参数能保证不同容量逆变器快速精准的输出理想的电压，支撑并提升孤岛微电网的稳定性。
选取LC滤波器作为各DG的控制对象，来滤除逆变器输出侧因PWM调制特性带来的高次谐波。合适的LC参数选取方案使各DG输出平滑的正弦电压波形减小并联环流，且为下一步控制器的参数设计作铺垫。LC滤波器电路图如图3所示，Vi是逆变器输出电压，Vo是滤波电容两端电压也是负载端的输出电压。该电路满足Vdc为理想电压源、逆变器开关为理想器件、不考虑电感电容寄生电阻、负载为线性负载的条件。
逆变器输出电压相对于负载端输出电压的传递函数与影响滤波效果的参数为：
Figure GDA0002864704990000111
根据二阶振荡系统的幅相渐近线可知转折频率(fn＝ωn/2π)要远小于开关频率及其附近频带的最低次谐波频率，但过小的转折频率不利于下垂并联的稳定性。为了避免额外的谐振抑制控制，转折频率还需远大于基波频率。本专利所研究的开关频率fs＝5～50kHz以内，转折频率取fn＝fs/50kHz以保证滤波器对谐波的抑制能力。
在本发明示例性实施方式中，所述逆变器参数计算步骤还包括：
由于滤波器上谐波分量远小于基波分量，忽略掉谐波分量后LC滤波器消耗的无功功率Qf为：
Qf＝ω1LfIi1 2+ω1CfVo1 2
其中，ω1为基波角频率，Ii1为滤波电感电流基波有效值，Vo1为滤波电容电压基波有效值；
以逆变器滤波器消耗无功功率最小为原则，求解滤波电感值、电容值为：
Figure GDA0002864704990000121
在本发明示例性实施方式中，为明确滤波电感电容的精确取值可从滤波器消耗无功功率最小角度考虑，这也间接降低了滤波器体积、成本与损耗。由于滤波器上谐波分量远小于基波分量，忽略掉谐波分量后LC滤波器消耗的无功功率Qf为：
Qf＝ω1LfIi1 2+ω1CfVo1 2 (8)
ω1为基波角频率，Ii1为滤波电感电流基波有效值，Vo1为滤波电容电压基波有效值。实际中电容器为定型产品而电感器因线圈绕数和磁芯材料更易改变，且滤波器体积和重量主要由电感决定。故将滤波电容用滤波电感表示为Cf＝1/(ωn 2L)，得到式(9)。
Figure GDA0002864704990000122
由于负载多为阻性或阻感性负载，滤波电感上基波电流有效值可以表示为式(10):
Figure GDA0002864704990000123
其中Ior,Ioi分别是负载电流有效值的实部与虚部(Io 2＝Ior 2+Ioi 2)。联立式(5)(6)得到Qf关于滤波电感Lf及负载电流Io的表达式(11)
Figure GDA0002864704990000124
对式(11)求偏导，因为Lf＞0，故
Figure GDA0002864704990000125
时可解出取滤波器无功功率最小时的滤波电感、电容为：
Figure GDA0002864704990000126
根据式(12)已知逆变器额定容量便可计算出对应LC滤波器的取值。
在逆变器双闭环PI增益计算步骤S120中，可以基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数，计算双闭环内环的电流环PI增益，并根据所述电流环PI增益计算双闭环外环的电压环PI增益。
在本发明示例性实施方式中，先设计电流内环再设计电压外环
Ts为电流内环采样周期(Ts＝1/fs)，Kip,Kii为电流内环PI调节增益。Kpwm为SPWM等效增益，ωLfIiq为q轴对d轴电压耦合项。开关频率高时可将两小时间常数Ts、0.5Ts合并，选取合适的三角载波将Kpwm设为1能实现d,q轴解耦单独控制。取Kii＝Kip/τ。
方案1令τ＝Lf/rf时按典型I型系统最优参数设计。
Figure GDA0002864704990000131
方案2忽略滤波电感上的寄生电阻(rf＜＜Lf)，按II型系统设计既保证系统具有良好的快速性同时兼具一定的抗扰性。
采用振荡指标法中的闭环幅频特性峰值最小准则推得电流环PI增益如下：
Figure GDA0002864704990000132
方案3忽略等效小时间常数(开关频率高)，此时的等效电流内环如图7所示
将一阶微分环节(τs+1)视为引入一个闭环零点相当于减小系统阻尼，使峰值时间提前超调量增加。故不考虑该闭环零点的影响仍按典型I型系统设计，参考方案1的带宽频率ωb以保证I型系统的快速性可得此时的PI增益为：
Figure GDA0002864704990000133
电压外环PI增益设计。
因为开关频率高，电流采样时间常数Ts较小，忽略电流内环闭环传函Gi(s)特征方程的高次项可将电流内环依次化简为一个惯性环节，如表1所示：
表1电流内环化简为惯性环节
Figure GDA0002864704990000141
Gi1(s)、Gi2(s)、Gi3(s)分别为上述三种电流内环设计方法对应的闭环传递函数，Tc1、Tc2、Tc3分别为三种电流内环设计法化简后的惯性时间常数。Tv为电压外环采样周期，Kup,Kui为电压外环PI调节增益，Gi(s)为电流内环传递函数。
将化简后为惯性环节的电流内环时间常数Tc与电压外环采样惯性环节Tv合并，电压外环目的是得到稳定的输出电压Vo，故着重考虑抗扰性按II型系统设计。
取Kui＝Kup/m，同理取电压外环的中频带宽为5可得电压外环的PI增益为：
Figure GDA0002864704990000142
在动态补偿控制器参数计算步骤S130中，可以建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数。
在本发明示例性实施方式中，所述动态补偿控制器参数计算步骤还包括：
建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，龙伯格状态生成器基础上推导出dr生成器，所述dr生成器的状态空间方程为：
Figure GDA0002864704990000151
根据所述dr生成器的状态空间方程增加电流环补偿控制器，生成电压电流双闭环与动态补偿控制器控制结构；
根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数。
在本发明示例性实施方式中，基于鲁棒残差生成器的并联扰动前馈动态补偿控制结构，前述步骤在保证多变流器并联系统稳定的基础上按各逆变器容量设计了相关最优参数，由于控制自身特性，如背景所述在孤岛微电网拓扑结构变化时各逆变器输出电压难免会存在较大的超调量，因此不利于逆变器电压稳定控制与并联的即插即用。固在此基础上采用基于鲁棒残差生成器的并联扰动前馈动态补偿控制结构在不改变原有控制器参数的前提下解决电压存在超调这一电能质量并进一步提升系统动态特性，满足即插即用。
基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构如图4。其中F(s)为保证系统稳定的状态反馈控制器，Q(s)是把输出估计值与输出实际值之间的误差信号反映到控制作用中的动态补偿控制器，通过Youla参数化可以证明Q(s)能保证闭环控制系统稳定的前提下满足某些控制性能的要求，Rf(s)为后置滤波器。
F(s)若能等价为一个PID控制器，等价于图5的单闭环PI-Q控制结构，除调节PID控制器参数外还可以通过设计动态补偿控制器Q的参数提升系统的性能，且原系统PID控制器参数与Q控制器参数不存在耦合。多逆变器并联采用下垂控制，其中的电压电流双闭环若增加电流内环补偿则正好满足条件。因此在负载与DGs频繁投切时仍可沿用前述步骤所设计的PI参数并进一步设计控制器Q的参数。
龙伯格状态生成器基础上推导出dr生成器。不含扰动输入的龙伯格状态生成器状态空间为：
Figure GDA0002864704990000161
含扰动输入的原系统状态空间为：
Figure GDA0002864704990000162
可推导出dr生成器的状态空间为：
Figure GDA0002864704990000163
针对下垂控制里的电压电流双闭环，还需为Q(s)增加电流环补偿控制器H(s)，从而实现基于鲁棒扰动生成器的动态补偿控制器Q(s)的作用，结构如图6所示。
动态补偿控制器参数设计。动态补偿控制器按照先设计电压补偿控制器Q(s)再设计电流环补偿控制器H(s)的思路，由前述步骤可知扰动有两条路径作用于控制对象，一条是直接作用于控制对象，另外一条是输入到dr生成器后经过控制器Q(s)再作用于控制对象，因此可用鲁棒模型匹配问题计算Q(s)的参数。
当孤岛微电网采用下垂控制时，稳态时逆变器输出电压相等，可将前述步骤中状态空间化简得到Gyd，Grd，Gp各自对应的状态空间表达从而计算出其传递函数。其中生成器增益阵L折中考虑选择比系统极点快2～5倍。
Figure GDA0002864704990000171
Figure GDA0002864704990000172
由前述步骤可用状态空间与传递函数的转换式计算出电压动态补偿控制器Q(s)：
Figure GDA0002864704990000173
若计算出的Q(s)为非真系统，可引入较小的非主导极点满足GQ∈RH∞条件。
电流环补偿控制器H(s)的求解。引入电压补偿控制器Q(s)后，因为电压控制器为电压电流双闭环，所以补偿的电压信号过控制对象会反馈到电流内环从而影响Q(s)的补偿效果，因此H(s)的设计需满足图7使得Ir-Iir＝0，从而H(s)保证电流内环输出不受影响，Q(s)补偿扰动引起的电压变化。
在逆变器前馈控制步骤S140中，可以基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
在本发明示例性实施方式中，基于上述步骤已得到动态补偿控制器Q及其参数，在孤岛微电网中多变流器并联采用下垂控制时只需采集每台逆变器的输出电流Ioi并在每台逆变器本地加上前馈动态补偿控制器Q即可实现不同容量逆变器并联的即插即用。
在本发明示例性实施方式中，本公开改善了逆变器之间参数差异对功率均分的影响提升了系统的动态响应与抗扰性减少了滤波器的成本，为参数选取提供了依据。提出了基于鲁棒残差生成器的并联前馈动态补偿控制结构，给出了其控制器参数设计，在微源亦或是负载投切时无需互联线及额外的电能质量补偿装置，只需采集各逆变器本地输出电流Io经过并联前馈补偿控制即可实现主动改善逆变器并联输出电压电能质量，进一步提升系统动态性能，在微电网拓扑变化时减小系统所受冲击与影响，使得不同容量逆变器并联功率均分更快更好，抑制环流，利于电压稳定控制，满足即插即用。
需要说明的是，尽管在附图中以特定顺序描述了本公开中方法的各个步骤，但是，这并非要求或者暗示必须按照该特定顺序来执行这些步骤，或是必须执行全部所示的步骤才能实现期望的结果。附加的或备选的，可以省略某些步骤，将多个步骤合并为一个步骤执行，以及/或者将一个步骤分解为多个步骤执行等。
此外，在本示例实施例中，还提供了一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统。参照图8所示，该基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统，可以包括逆变器参数计算模块801、逆变器双闭环PI增益计算模块802、动态补偿控制器参数计算模块803以及逆变器前馈控制模块804，其中：
逆变器参数计算模块801，用于建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，根据所述状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算模块802，用于基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算模块803，用于建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制模块804，用于基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
上述中各基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统模块的具体细节已经在对应的基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法中进行了详细的描述，因此此处不再赘述。
应当注意，尽管在上文详细描述中提及了基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统的若干模块或者单元，但是这种划分并非强制性的。实际上，根据本公开的实施方式，上文描述的两个或更多模块或者单元的特征和功能可以在一个模块或者单元中具体化。反之，上文描述的一个模块或者单元的特征和功能可以进一步划分为由多个模块或者单元来具体化。
此外，在本公开的示例性实施例中，还提供了一种能够实现上述方法的电子设备。
所属技术领域的技术人员能够理解，本发明的各个方面可以实现为系统、方法或程序产品。因此，本发明的各个方面可以具体实现为以下形式，即：完全的硬件实施例、完全的软件实施例(包括固件、微代码等)，或硬件和软件方面结合的实施例，这里可以统称为“电路”、“模块”或“系统”。
通过以上的实施例的描述，本领域的技术人员易于理解，这里描述的示例实施例可以通过软件实现，也可以通过软件结合必要的硬件的方式来实现。因此，根据本公开实施例的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中或网络上，包括若干指令以使得一台计算设备(可以是个人计算机、服务器、终端装置、或者网络设备等)执行根据本公开实施例的方法。
此外，上述附图仅是根据本发明示例性实施例的方法所包括的处理的示意性说明，而不是限制目的。易于理解，上述附图所示的处理并不表明或限制这些处理的时间顺序。另外，也易于理解，这些处理可以是例如在多个模块中同步或异步执行的。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其他实施例。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由权利要求指出。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限。

Claims (7)

1.一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制方法，其特征在于，所述方法包括：
逆变器参数计算步骤，建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算步骤，基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算步骤，建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制步骤，基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变器参数计算步骤还包括：
建立多逆变器并联拓扑，根据所述多逆变器并联拓扑推导在dq轴下的微分方程；
根据所述微分方程求解逆变器在线性准稳态QSL条件下的状态空间方程，进而计算所述拓扑的状态空间模型。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变器参数计算步骤还包括：
基于二阶振荡系统的幅相渐近线，根据开关频率及最低次谐波频率确定转折频率范围的上限；
基于谐振抑制控制原则，根据基波频率确定转折频率的下限；
结合所述多逆变器并联拓扑的开关频率及所述转折频率的上限、下限确定逆变器转折频率。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变器参数计算步骤还包括：
由于滤波器上谐波分量远小于基波分量，忽略掉谐波分量后LC滤波器消耗的无功功率Qf为：
Qf＝ω1LfIi1 2+ω1CfVo1 2
其中，ω1为基波角频率，Ii1为滤波电感电流基波有效值，Vo1为滤波电容电压基波有效值；
以逆变器滤波器消耗无功功率最小为原则，求解滤波电感值、电容值为：
Figure FDA0002738563580000021
Cf＝1/(ωn 2Lf)；
其中，Io为逆变器输出电流，
Figure FDA0002738563580000022
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变器双闭环PI增益计算步骤还包括：
忽略滤波电感上的寄生电阻，按既保证系统具有良好的快速性同时兼具一定的抗扰性的II型系统，采用振荡指标法中的闭环幅频特性峰值最小准则推得电流环PI增益为：
Figure FDA0002738563580000023
电压环PI增益为：
Figure FDA0002738563580000024
其中，Ts为电流内环采样周期，Tc电流内环设计法化简后的惯性时间常数，Tv为电压外环采样周期。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述动态补偿控制器参数计算步骤还包括：
建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，龙伯格状态生成器基础上推导出dr生成器，所述dr生成器的状态空间方程为：
Figure FDA0002738563580000031
根据所述dr生成器的状态空间方程增加电流环补偿控制器，生成电压电流双闭环与动态补偿控制器控制结构；
根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数。
7.一种基于鲁棒残差生成器的逆变器并联扰动前馈补偿控制系统，其特征在于，所述系统包括：
逆变器参数计算模块，用于建立多逆变器并联拓扑并计算所述拓扑的状态空间模型，计算滤波器无功功率最小时逆变器的滤波电感值、电容值及转折频率；
逆变器双闭环PI增益计算模块，用于基于所述滤波电感值、电容值的逆变器参数确定电流环PI增益，并根据相应电流环PI增益计算双闭环的电压环PI增益；
动态补偿控制器参数计算模块，用于建立基于鲁棒残差生成器的动态补偿控制结构，根据多逆变器并联拓扑的状态空间模型计算电压环动态补偿控制器参数，并根据所述电压动态补偿控制器参数计算电流环动态补偿控制器参数；
逆变器前馈控制模块，用于基于所述逆变器参数、逆变器双闭环PI增益及动态补偿控制器参数在所述多逆变器并联拓扑采用下垂控制时，根据每台逆变器的输出电流对所述多逆变器并联拓扑中的每台逆变器增加基于动态补偿控制器的前馈控制，实现对所述多逆变器并联拓扑的控制。
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