CN110474591B - 基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法 - Google Patents

Abstract

基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，它属于电机控制技术领域。本发明解决了传统基于电压闭环的弱磁控制器的参数选取割裂于电流调节器的设计，以及不适当的弱磁控制器参数选取会造成系统震荡甚至失稳的问题。本发明重新设置电压给定和电压反馈，在系统运行于弱磁二区的动态调节过程中，转速调节器输出达到限幅值，二区弱磁控制器的输出将决定转矩电流给定。利用复矢量形式的电压反馈和电压给定，得到给定与反馈的关系，从而获得基于复矢量形式的弱磁闭环结构。在忽略反电动势及等效为单位负反馈闭环结构的条件下，设计弱磁控制器为PI结构，并对系统响应进行校正。本发明可以应用于感应电机弱磁控制器归一化设计。

Description

基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法。

背景技术

感应电机由于其高可靠性、经济性、强鲁棒性而得到了广泛关注。由感应电机与变频器组成的驱动系统已大量应用于工农业自动化生产、现代交通运输、智能家居等领域。根据当前工业需求，扩展感应电机运行范围，提升其最高运行频率并优化高频运行性能已经成为感应电机研究中的一个重要分支。在数控机床主轴驱动系统中，以高速钻孔攻牙机应用为例，考虑提升攻丝钻孔的表面光洁度，工件加工时主轴电机需快速达到20000转/分以上，而常规电机的额定转速往往只能达到3000转/分，此时就需要通过减弱额定磁场以突破额定转速限制，即弱磁升速控制。在感应电机的电动汽车应用中，为了提升人们乘坐的舒适度与安全系数，需要在汽车遇到较大阻碍或爬坡时有足够的动力跨过障碍或越过山坡，这就需要电机在高速运行过程中有足够的转矩输出能力与动态响应速度。这些高性能控制场合要求在电机高频运行时，充分利用电压电流极限拓展转速范围，并进一步提升最大转矩输出能力，保持良好的静动态性能。

目前，基于电压闭环的弱磁控制策略能够在电压、电流、转差率等多重约束下，实现电机转矩最大化输出，同时具备参数敏感性低的优点，已被广泛应用于感应电机高速控制系统中。然而，针对决定系统弱磁程度的弱磁控制器参数选取问题，目前仍未有完整、明确、具体的理论设计指导。在基于电压闭环的弱磁控制系统中，弱磁实现需要电流调节器的输出电压指令，使得电压环与电流环耦合，有别于传统意义上的级联结构。因此，传统基于电压闭环的弱磁控制器的参数选取依据控制器的输入与输出关系进行设计，没有提出明确的弱磁环结构，参数选取割裂于电流调节器的设计，系统性能未得到归一化的设计。此外，不适当的弱磁控制器参数会造成系统震荡甚至失稳问题。因此，需要进一步研究感应电机弱磁控制器参数的设计问题，以确保控制系统良好的静动态性能。

发明内容

本发明的目的是为解决传统基于电压闭环的弱磁控制器的参数选取割裂于电流调节器的设计，导致系统整体性能未得到归一化的设计，以及不适当的弱磁控制器参数选取会造成系统震荡甚至失稳的问题，而提出了一种基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法。

本发明为解决上述技术问题采取的技术方案是：基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，该方法包括以下步骤：

步骤一、重新设置基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型中的电压给定和电压反馈，根据重新设置的电压给定和电压反馈获得基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型；

在基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型中，定义由电压约束条件决定弱磁给定的控制器为弱磁控制器I，弱磁控制器I位于电压环I中；定义由最大转差率条件决定转矩给定的控制器为弱磁控制器II，弱磁控制器II位于电压环II中；

步骤二、在电压环I中，电压给定为

电压反馈为

其中

为弱磁电压给定，

为复矢量电流调节器输出的q轴电压指令；

在电压环II中，电压给定为

电压反馈为

其中

为复矢量电流调节器输出的d轴电压指令；

电压环I与电压环II通过复矢量的形式结合，其中，复矢量形式的电压给定

为

j表示复矢量形式，复矢量形式的电压反馈

为u_sd+ju_sq，u_sd为实际加在电机上的d轴定子电压分量，u_sq为实际加在电机上的q轴定子电压分量；

则复矢量形式的电压给定与电压反馈的关系为：

根据复矢量形式的电压给定与电压反馈，获得基于复矢量形式的弱磁闭环模型；

步骤三、忽略步骤二的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的反电动势，将基于复矢量形式的弱磁闭环模型等效为单位负反馈形式，获得简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型及其控制对象；

步骤四、采用解耦结构对步骤三中的控制对象进行解耦，获得解耦后的控制对象；并设计简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器为PI结构；

步骤五、对简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器的系统响应进行校正，获得弱磁控制器的参数设计准则。

本发明的有益效果是：本发明提出了一种基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，本发明在不影响弱磁条件的前提下，重新设置电压给定为

设置电压反馈为

在系统运行于弱磁二区的动态调节过程中，转速调节器输出达到限幅值，二区弱磁控制器的输出将决定转矩电流给定。利用复矢量形式的电压反馈

和电压给定

可得到给定与反馈的关系

从而，可获得基于复矢量形式的弱磁闭环结构。在忽略反电动势及等效为单位负反馈闭环结构的条件下，设计弱磁控制器为PI结构，通过低频段校正原则对系统响应进行校正。

复矢量形式的弱磁闭环结构保留了复矢量电流调节器可有效解决d、q轴电流耦合问题的优点，归一化的设计方法解决了：由于电压环与电流环耦合而造成的弱磁控制器的参数选取割裂于电流调节器的设计的问题，使系统整体性能得到归一化的设计。而且本发明方法为弱磁控制器参数设计提供理论指导，可依据期望的系统响应选取参数，可避免不适当的弱磁控制器参数引起的系统震荡甚至失稳问题。

附图说明

图1：为实现感应电机转矩最大化输出的最佳电压矢量轨迹图；

其中：ω₁和ω₂代表不同的转速；

图2：为传统基于电压闭环的弱磁控制策略结构图；

其中：Limit为PI调节器的输出限幅，Limit1为由最大转差率限制确定的q轴电流信号，Limit2为由最大电流限制确定的q轴电流信号，Δi_sd为d轴电流的给定与反馈的差值，Δi_sq为q轴电流的给定与反馈的差值，i_s,max为最大电流值，ω_r为转子频率，ω_s为转差频率，θ为磁场定向角，e^jθ为反park变换，SVM为电压空间矢量调制；abc为三相坐标系，αβ为两相静止坐标系，PI为比例积分环节，IM为感应电机；

图3：为基于所发明的归一化弱磁控制器的电压闭环控制系统结构图；

其中：u_EMF为反电动势，i_sq,lim为转矩电流限制，min为取小，i_sd,lim为励磁电流限制；

图4：为基于复矢量形式的弱磁闭环结构图；

其中：λ_r为转子磁链，R_r为转子电阻；

图5：为简化的基于复矢量形式的弱磁闭环结构图；

图6：为解耦的弱磁闭环结构图；

K_{fp_ex}为不考虑解耦结构的PI弱磁控制器比例项参数，K_{fi_ex}为不考虑解耦结构的PI弱磁控制器积分项参数；

图7(a)：为传统方法在3倍基速转速阶跃给定下的电压矢量轨迹和电压波形图；

图7(b)：为所发明方法在3倍基速转速阶跃给定下的电压矢量轨迹和电压波形图；

图7(c)：为传统方法在3倍基速转速阶跃给定下的d、q轴电流波形图；

图7(d)：为所发明方法在3倍基速转速阶跃给定下的d、q轴电流波形图；

图7(e)：为传统方法在3倍基速转速阶跃给定下的转速波形和相电流波形图；

图7(f)：为所发明方法在3倍基速转速阶跃给定下的转速波形和相电流波形图；

图8(a)：为所发明方法在4倍基速转速阶跃给定下的电压矢量轨迹和电压波形图；

图8(b)：为所发明方法在4倍基速转速阶跃给定下的d、q轴电流波形图；

图8(c)：为所发明方法在4倍基速转速阶跃给定下的转速波形和相电流波形图；

图9：为所发明方法在4倍基速时转矩阶跃变化的系统响应。

具体实施方式

具体实施方式一：本实施方式所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，该方法包括以下步骤：

步骤一、重新设置基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型中的电压给定和电压反馈，根据重新设置的电压给定和电压反馈获得基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型；

在基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型中，定义由电压约束条件决定弱磁给定的控制器为弱磁控制器I，弱磁控制器I位于电压环I中；定义由最大转差率条件决定转矩给定的控制器为弱磁控制器II，弱磁控制器II位于电压环II中；

步骤二、如图3所示，在电压环I中，电压给定为

电压反馈为

其中

为弱磁电压给定，

为复矢量电流调节器输出的q轴电压指令；

在电压环II中，电压给定为

电压反馈为

其中

为复矢量电流调节器输出的d轴电压指令；

电压环I与电压环II可通过复矢量的形式结合，其中，复矢量形式的电压给定

为

j表示复矢量形式，复矢量形式的电压反馈

为u_sd+ju_sq，u_sd为实际加在电机上的d轴定子电压分量，u_sq为实际加在电机上的q轴定子电压分量；

则复矢量形式的电压给定与电压反馈的关系为：

根据复矢量形式的电压给定与电压反馈，获得基于复矢量形式的弱磁闭环模型，如图4所示；

步骤三、忽略步骤二的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的反电动势，将基于复矢量形式的弱磁闭环模型等效为单位负反馈形式，获得简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型及其控制对象，如图5所示；

步骤四、采用解耦结构对步骤三中的控制对象进行解耦，获得解耦后的控制对象；并设计简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器为PI结构；

步骤五、对简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器的系统响应进行校正，获得弱磁控制器的参数设计准则。

本发明基于传统的电压闭环弱磁控制策略，下面首先对传统的电压闭环弱磁控制策略进行阐述：

在基于转子磁场定向的矢量控制系统中，感应电机在两相旋转坐标系下的数学模型为：

其中，[u_sd,u_sq]为d轴和q轴定子电压分量，[i_sd,i_sq]为d轴和q轴定子电流分量，R_s为定子电阻，L_s，L_r为定转子自感，L_m为互感，λ_r为转子磁链，ω_e为电角度同步转速，σ为漏感因子，

p为微分算子。

感应电机在高速运行时，可忽略定子电阻压降。因此，在稳态时的电压方程为：

感应电机的电磁转矩为：

其中，P为电机极数。

电机运行在弱磁区，为实现转矩最大化输出，需考虑电机运行极限条件：最大定子电压约束、最大定子电流约束以及最大转差率约束。结合电机稳态电压方程(9)，可得到电压形式的能实现转矩最大化输出的弱磁控制：

图1为实现感应电机转矩最大化输出的最佳电压矢量轨迹图。在电压平面中，电压限制是一个固定的圆形约束，电流限制是一个随转速升高而扩大的椭圆约束。在恒转矩区，电机转矩受最大电流的约束，随转速升高，定子电压快速地从点O运行到点C。在弱磁一区，电机转矩受最大电流和最大电压的共同约束，最佳的运行点应位于电压约束和电流约束的交点。相应最佳的电压矢量轨迹应为弧线AB。在弱磁二区，同时受最大电压和最大转差率的约束，最佳运行点应满足|u_sd|＝u_sq，即点B。然而，在实际运行过程中，从基速区进入弱磁区时由于电机电压限制，电流的动态调节能力受限，会导致复矢量电流调节器输出电压指令不可避免地超出最大电压限制，如图1中的线段AC所示。

图2为传统基于电压闭环的弱磁控制策略结构图。基于电压闭环的弱磁控制系统基于转子磁场定向的矢量控制系统。励磁电流指令来自part I中的弱磁控制器I。转矩电流指令来自转速调节器，转速调节器的输出限幅由part II中的最大转差率和part III中的最大电流限制决定。弱磁控制器I和II通过电压给定与反馈的差值来实现弱磁控制。然而，附加的弱磁控制器增加了系统的复杂性，参数调试也很困难。

复矢量电流调节器能够消除dq轴电流耦合现象，复矢量电流调节器的表达式为：

式中，K_p为复矢量电流调节器的比例项系数K_p＝Lω_cb ^*，L＝σL_s；K_i为复矢量电流调节器的积分项系数K_i＝Rω_cb ^*，R＝R_s+R_r(L_m/L_r)²，ω_cb ^*为电流环期望带宽。

在基于电压闭环的弱磁控制系统中，弱磁控制器决定了弱磁电流给定i_sd ^*和转矩电流给定i_sq ^*，与系统弱磁程度息息相关，但目前仍未有完整、明确、具体的理论设计指导。传统弱磁控制器参数设计利用弱磁控制器的输入输出关系进行设计，通过电机电压方程与磁链方程来确定电压与励磁电流的关系：

式中，τ_r＝L_r/R_r为转子时间常数，τ_d为与电流环期望截止频率相对应的时间常数。

传统方法没有依据弱磁环结构，并且弱磁环的参数选取割裂于电流环的参数选取，未能考虑复矢量电流调节器在弱磁闭环中的作用。

具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一中重新设置基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型中的电压给定和电压反馈，其具体为：

将基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的电压给定重新设置为

其中：

u_s,max为基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的原始弱磁电压给定，即系统运行所允许的最大电压值；

将基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的电压反馈重新设置为

则重新设置后的弱磁条件为

传统的基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的电压给定为u_s,max，电压反馈为

本实施方式将电压给定重新设置为

将电压反馈重新设置为

也就是说，传统的弱磁条件为

重新设置后的弱磁条件为

这种设置不改变最大电压约束条件，因此不影响传统弱磁控制策略依据电流调节器输出的电压指令自动实现弱磁控制。

具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述根据重新设置的电压给定和电压反馈获得基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型，具体为：

如图3所示，在基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制系统模型动态调节过程中，给定转速ω^*与实际转速ω的差值累积会使转速调节器达到饱和，转速调节器的输出限幅在弱磁一区由最大定子电流i_s,max限制确定，并通过电流的平方运算获得(运算公式为

转速调节器的输出限幅在弱磁二区由最大转差率限制确定，通过弱磁二区的弱磁控制器II输出值确定；

因此，基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制可描述为：弱磁电压给定

与复矢量电流调节器输出的q轴电压指令

的差值经弱磁控制器I输出励磁电流给定信号

转速调节器输出转矩电流给定信号

在弱磁二区时，d轴电压给定

与复矢量电流调节器输出的d轴电压指令

的差值经弱磁控制器II的调节确定转速调节器输出；励磁电流给定

与励磁电流反馈信号i_sd的差值，以及转矩电流给定

与转矩电流反馈信号i_sq的差值经复矢量电流调节器输出电压指令信号

电压指令信号

反馈到弱磁控制器I和II，构成电压闭环结构，同时，电压指令信号

输入到电压空间矢量调制产生逆变器触发脉冲控制电机运行，反馈电流与给定电流(励磁反馈电流与励磁给定电流、转矩反馈电流与转矩给定电流)构成电流闭环结构；反馈相电流信号(指的是定子电流)和转速信号由电流传感器和编码器获得。

具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述根据复矢量形式的电压给定与电压反馈，获得基于复矢量形式的弱磁闭环模型，具体为：

如图4所示，基于复矢量形式的弱磁闭环模型可描述为：励磁电流给定与转矩电流给定以复矢量形式

输入到复矢量电流调节器，励磁电流反馈与转矩电流反馈以复矢量形式

输入到复矢量电流调节器，得到复矢量形式的电压指令信号

其中：

为复矢量形式的电流给定，

为复矢量形式的电流反馈；

电压指令信号

反馈到弱磁控制器，与复矢量形式的电压给定信号

构成电压闭环结构，同时电压指令信号

用于控制电机运行；

复矢量形式的电流反馈

用于电流调节，复矢量形式的电流反馈与复矢量形式的电流给定构成电流闭环结构。

整个电压环和电流环相耦合的复矢量形式弱磁闭环模型以复矢量的形式表示，包括电机模型(IM)、复矢量电流调节器结构、电流给定与电流反馈、电压给定与电压反馈、反电动势，控制结构以复矢量的形式将电流控制器和弱磁控制器归一化，同时将电压闭环I与电压闭环II归一化，有别于传统的d轴与q轴电压、电流割裂分析，使系统性能得到归一化设计。

具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式四不同的是：所述简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型的控制对象G_pv(s)为：

其中：K_p为复矢量电流调节器的比例项系数，

为电流环期望带宽，中间变量L＝σL_s，L_s为定子自感，σ为漏感因子，K_i为复矢量电流调节器的积分项系数，

中间变量R＝R_s+R_r(L_m/L_r)²，R_s为定子电阻，R_r为转子电阻，L_m为互感，L_r为转子自感；ω_e为电角度同步转速；s为时域变量；

对公式(1)进行化简得：

具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式五不同的是：所述步骤四的具体过程为：

控制对象仅有一个极点

其中：一对复矢量零极点-R/L-jω_e相互对消，但仍存在一个剩下的复矢量零点-R/L-jω_e，剩下的复矢量零点-R/L-jω_e与电机转速相关，会引起系统增益的变化，这个复矢量零点是复矢量电流调节器为了消除电机d轴和q轴电流之间的耦合现象而引入的。因此，弱磁控制器中需要解耦结构G_mv(s)：

公式(3)与不考虑反电动势下的电机模型相同，是输入为电压u_sd和u_sq，输出为电流i_sd和i_sq的两输入两输出结构；在稳态时，不考虑反电动势作用，忽略定子电阻压降，可由电机电压方程简化公式(3)的解耦结构为G′_mv(s)：

则解耦后的控制对象G′_pv(s)为：

如图6所示，考虑解耦结构，设计弱磁控制器为PI结构：

G_cv(s)＝G_{cv_ex}(s)G_mv(s)

其中：G_cv(s)为PI结构的弱磁控制器，K_fp为考虑解耦结构的PI弱磁控制器比例项参数，K_fi为考虑解耦结构的PI弱磁控制器积分项参数。

具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式六不同的是：所述步骤五的具体过程为：

依据低频段(在本发明中指100HZ以下，实际使用时根据设置的带宽确定)校正原则对弱磁控制器的系统响应进行校正，获得弱磁控制器的参数设计准则为：

其中，

为弱磁环的期望带宽，应小于电流环的期望带宽值。

可以得到，弱磁控制器的参数与转速相关。实际设计参数时，计算转速值应按照电机运行可达到的最高转速值进行运算。

实验效果：对所发明方法进行3倍基速转速阶跃给定下的系统测试，系统响应结果如图7(a)至7(f)所示。在图7(e)和7(f)中，相电流没有减小，说明在3倍基速时电机运行在弱磁一区，未进入弱磁二区，只有弱磁控制器I作用。从图7(a)和7(b)的电压矢量轨迹图中可知，传统方法中电压指令最大值为523.6V，所发明方法中电压指令最大值为406.4V，意味着68.9％和31.1％的电压超调。说明所发明方法可有效减小从基速区到弱磁区过渡过程中的电压超调。此外，从图7(c)和7(d)中可知，过渡区的电流波动由于所发明方法中弱磁控制器参数选取更加合理而减小。在整个弱磁过程中，所发明方法的电流波形更加平滑。验证了本发明的有效性。

由于传统方法没有对弱磁控制器II进行理论设计，为进一步验证所发明方法的可行性，对所发明方法进行4倍基速转速阶跃给定下的系统测试，系统响应结果如图8(a)至8(c)所示。从图8(c)中可知，进入弱磁二区时，相电流开始减小，从图8(a)中可知，此时d轴电压和q轴电压绝对值相等，与理论分析相符。从图8(a)至图8(c)中可知，在整个弱磁过程中，电流和电压波形平滑，验证了所发明方法的有效性。

图9为所发明方法在4倍基速时转矩阶跃变化的系统响应。由图9可知，本发明方法在带载40％情况下无转速跌落，系统稳定，验证了所发明方法具有良好的抗扰性能。

本发明的上述算例仅为详细地说明本发明的计算模型和计算流程，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (6)

1.基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤一、重新设置基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型中的电压给定和电压反馈，根据重新设置的电压给定和电压反馈获得基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型；

在基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型中，定义由电压约束条件决定弱磁给定的控制器为弱磁控制器I，弱磁控制器I位于电压环I中；定义由最大转差率条件决定转矩给定的控制器为弱磁控制器II，弱磁控制器II位于电压环II中；

步骤二、在电压环I中，电压给定为

电压反馈为

其中

为弱磁电压给定，

为复矢量电流调节器输出的q轴电压指令；

在电压环II中，电压给定为

电压反馈为

其中

为复矢量电流调节器输出的d轴电压指令；

电压环I与电压环II通过复矢量的形式结合，其中，复矢量形式的电压给定

为

j表示复矢量形式，复矢量形式的电压反馈

为u_sd+ju_sq，u_sd为实际加在电机上的d轴定子电压分量，u_sq为实际加在电机上的q轴定子电压分量；

则复矢量形式的电压给定与电压反馈的关系为：

根据复矢量形式的电压给定与电压反馈，获得基于复矢量形式的弱磁闭环模型；

步骤三、忽略步骤二的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的反电动势，将基于复矢量形式的弱磁闭环模型等效为单位负反馈形式，获得简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型及其控制对象；

步骤四、采用解耦结构对步骤三中的控制对象进行解耦，获得解耦后的控制对象；并设计简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器为PI结构；

步骤五、对简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型中的弱磁控制器的系统响应进行校正，获得弱磁控制器的参数设计准则；

所述步骤五的具体过程为：

依据低频段校正原则对弱磁控制器的系统响应进行校正，获得弱磁控制器的参数设计准则为：

其中，

为弱磁环的期望带宽，K_fp为考虑解耦结构的PI弱磁控制器比例项参数，K_fi为考虑解耦结构的PI弱磁控制器积分项参数，ω_e为电角度同步转速，σ为漏感因子，L_s为定子自感。

2.根据权利要求1所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，所述步骤一中重新设置基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型中的电压给定和电压反馈，其具体为：

将基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的电压给定重新设置为

其中：

u_s,max为基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的原始弱磁电压给定，即系统运行所允许的最大电压值；

将基于电压闭环的感应电机弱磁控制模型的电压反馈重新设置为

则重新设置后的弱磁条件为

3.根据权利要求1或2所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，所述根据重新设置的电压给定和电压反馈获得基于归一化弱磁控制器的电压闭环控制模型，具体为：

给定转速ω^*与实际转速ω的差值累积会使转速调节器达到饱和，转速调节器的输出限幅在弱磁一区由最大定子电流i_s,max限制确定，并通过电流的平方运算获得；转速调节器的输出限幅在弱磁二区由最大转差率限制确定，通过弱磁二区的弱磁控制器II输出值确定；

弱磁电压给定

与复矢量电流调节器输出的q轴电压指令

的差值经弱磁控制器I输出励磁电流给定信号

转速调节器输出转矩电流给定信号

在弱磁二区时，d轴电压给定

与复矢量电流调节器输出的d轴电压指令

的差值经弱磁控制器II的调节确定转速调节器输出；励磁电流给定

与励磁电流反馈信号i_sd的差值，以及转矩电流给定

与转矩电流反馈信号i_sq的差值经复矢量电流调节器输出电压指令信号

电压指令信号

反馈到弱磁控制器I和II，构成电压闭环结构，同时，电压指令信号

输入到电压空间矢量调制产生逆变器触发脉冲控制电机运行，反馈电流与给定电流构成电流闭环结构；反馈相电流信号和转速信号由电流传感器和编码器获得。

4.根据权利要求3所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，所述根据复矢量形式的电压给定与电压反馈，获得基于复矢量形式的弱磁闭环模型，具体为：

励磁电流给定与转矩电流给定以复矢量形式

输入到复矢量电流调节器，励磁电流反馈与转矩电流反馈以复矢量形式

输入到复矢量电流调节器，得到复矢量形式的电压指令信号

其中：

为复矢量形式的电流给定，

为复矢量形式的电流反馈；

电压指令信号

反馈到弱磁控制器，与复矢量形式的电压给定信号

构成电压闭环结构，同时电压指令信号

用于控制电机运行；

复矢量形式的电流反馈

用于电流调节，复矢量形式的电流反馈与复矢量形式的电流给定构成电流闭环结构。

5.根据权利要求4所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，所述简化的基于复矢量形式的弱磁闭环模型的控制对象G_pv(s)为：

其中：K_p为复矢量电流调节器的比例项系数，

为电流环期望带宽，中间变量L＝σL_s，L_s为定子自感，σ为漏感因子，K_i为复矢量电流调节器的积分项系数，

中间变量R＝R_s+R_r(L_m/L_r)²，R_s为定子电阻，R_r为转子电阻，L_m为互感，L_r为转子自感；ω_e为电角度同步转速；s为时域变量；

对公式(1)进行化简得：

6.根据权利要求5所述的基于复矢量形式的感应电机弱磁控制器归一化设计方法，其特征在于，所述步骤四的具体过程为：

控制对象仅有一个极点

其中：一对复矢量零极点-R/L-jω_e相互对消，但仍存在一个剩下的复矢量零点-R/L-jω_e，剩下的复矢量零点-R/L-jω_e与电机转速相关，会引起系统增益的变化，因此，弱磁控制器中需要解耦结构G_mv(s)：

公式(3)与不考虑反电动势下的电机模型相同，是输入为电压u_sd和u_sq，输出为电流i_sd和i_sq的两输入两输出结构；在稳态时，不考虑反电动势作用，忽略定子电阻压降，简化公式(3)的解耦结构G′_mv(s)为：

则解耦后的控制对象G′_pv(s)为：

设计弱磁控制器为PI结构：

其中：G_cv(s)为PI结构的弱磁控制器，K_fp为考虑解耦结构的PI弱磁控制器比例项参数，K_fi为考虑解耦结构的PI弱磁控制器积分项参数。

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