CN110460102B - 一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法，其特征在于，包括如下步骤：1）对微电网主控单元逆变器电路进行建模；2）确定微电网运行模式；3）设计电流跟踪算法；4）调制输出信号波形。这种方法能防止电流突变、能有效保证系统稳定运行以及母线电压和频率的稳定、能实现并离网的平滑切换、能提高微电网内负载的供电可靠性，也可以减小对外部电网的影响。

Description

一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域的分布式电源在电力系统的应用，具体是一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法。

背景技术

随着传统能源供应短缺和环境污染的加剧以及用电可靠性的要求逐步提高，高效、清洁的分布式电源在电力系统中得到了广泛的应用，微电网作为解决分布式发电与电网互联问题的一种有效途径，是近年来研究的热点。微电网的分布式电源主要由储能单元、光伏阵列、风电机组等部件组成。在微电网中，负载的随机性以及光伏、风力等分布式电源自身的间歇性与波动性，严重影响微电网的电能质量和系统的安全性。微电网的控制是保证微电网稳定运行的关键技术，在主从结构的微电网中，主控单元逆变器则决定着并离网工作模式切换时的动态变换过程和系统内的电压稳定，微电网主控单元逆变器的控制方法是研究主从式微电网的重要内容。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术的不足，而提供一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法。这种方法能防止电流突变、能有效保证系统稳定运行以及母线电压和频率的稳定、能实现并离网的平滑切换、能提高微电网内负载的供电可靠性，也可以减小对外部电网的影响。

实现本发明目的的技术方案是：

一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法，与现有技术不同的是，包括如下步骤：

1)对主控单元逆变器进行建模：当微电网采用主从控制结构时，为保证系统的稳定运行，需要确定一个分布式电源作为主控制单元，储能单元由于其可控性，可作为主控单元的最佳选择，选取储能单元作为主控单元，对主控单元的三相全桥电压型逆变器电路进行建模，逆变器采用LC输出滤波，选取通过滤波电感的电流i_Ln(n＝a,b,c)和滤波电容上的电压u_n(n＝a,b,c)为状态变量，可列状态方程如公式(1)、公式(2)所示：

其中，r为滤波电感的寄生电阻，L_f为滤波电感值，C_f为滤波电容值，u_sn(n＝a,b,c)为交流侧输出电压，i_n(n＝a,b,c)为逆变器输出电流，

在abc三相自然坐标系下，abc三相正弦交流信号虽然没有相互耦合关系，但变量较多，所需控制器个数较多，设计相对复杂，且交流信号的调节存在静态误差，更加难以控制，为了减少控制变量的个数，将abc三相自然坐标系下的三相交流信号通过Clark变换到αβ两相静止坐标系下进行控制，可列写如下状态方程为公式(3)、公式(4)：

但αβ两相正弦交流信号仍存在静态误差问题难以解决，针对正弦交流信号给系统控制器带来的控制难度，采用Park变换将αβ两相静止坐标系下的交流信号变换为dq两相旋转坐标系下的直流量，状态方程变换为公式(5)、公式(6)：

由公式(5)、公式(6)可知，控制器可以对直流信号进行无静态误差控制；

2)确定微电网运行模式：主电网正常运行时，系统由主电网和微电网共同为负载供电，微电网处于并网运行模式，主电网维持了系统电压和频率的稳定，微电网内部所有分布式电源均采用恒功率控制以实现能源的最大利用，当主电网发生故障时，微电网会主动与主电网断开联系，转为孤岛运行模式，微电网内部主控制单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，为主要负荷供电，提供电压和频率的支撑，其余分布式电源则作为从控制单元，采用恒功率控制模式，直到主电网恢复正常运行，微电网又转为并网运行模式；

3)设计电流跟踪算法：包括以下3部分：

(1)恒功率控制：微电网并网运行时，主控单元逆变器采用恒功率控制模式，恒功率控制器主要由功率外环控制部分和电流内环控制部分组成，每个分布式电源发出恒定的有功功率，使用功率外环控制的控制方程为公式(7)：

式中，i_dref和i_qref分别表示在dq参考坐标系下，电流内环参考设定值i_ref的d轴分量和q轴分量，p_ref和Q_ref为系统设定的参考值，P和Q为逆变器输出的有功功率和无功功率的实际值，是根据公式(8)计算得到的测量值，K_p1表示功率比例积分控制器中比例项系数，K_i1表示功率比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，

有功功率和无功功率的实际值计算方法如公式(8)所示：

式中，i_d、i_q和u_d、u_q是逆变器输出电流i_abc与逆变器输出电压u_abc的dq轴分量；

(2)恒压/恒频控制：微电网孤岛运行时，主控单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，维持系统的电压和频率稳定，恒压/恒频控制由电压外环控制和电流内环控制组成，其电流内环控制部分和恒功率控制模式的电流内环控制部分相同，内环控制的电流参考值是由电压外环决定的，将电压外环控制器的输出值通过交叉耦合补偿，得到电流参考值，电压外环控制的控制方程如公式(9)所示：

式中，K_p2表示电压比例积分控制器中比例项系数，K_i2表示电压比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，u_d和u_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，C_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电容数值，ω_n为其系数，其中，u_dref和u_qref分别表示在dq参考坐标系下，电压外环参考设定值u_ref的d轴分量和q轴分量,由u_ref和参考频率f_ref决定，ω_ref和锁相环中角频率ω的差值进行积分得到相角θ，电压参考值计算方法如如公式(10)所示：

(3)确定电流跟踪算法：当主控单元逆变器在并网转离网或离网转并网切换的瞬间，控制器转换时存在调节延时问题，外环控制器输出的电流参考值易发生突变，微电网由并网运行切换至孤岛运行时，主控单元逆变器由恒功率控制切换至恒压/恒频控制，在切换前恒功率控制器输出的电流参考信号作为电流内环控制器的输入，恒压/恒频控制器不参与运行，输出为零，在切换瞬间恒压/恒频控制器参与运行，恒功率控制器退出，电流参考信号会由某一数值瞬间变为零，同样，微电网由孤岛运行切换至并网运行得瞬间也会发生类似的状况，造成持续的暂态振荡，为解决此类问题，将恒功率控制器与恒压/恒频控制器合并在一起共用电流内环控制部分的双模式控制器模型的基础上，确定电流跟踪的方法是跟随切换前一时刻电流的状态，使恒压/恒频控制器的输出状态与恒功率控制器的输出状态在切换瞬间保持一致，保证参考电流的连续性与准确性，将功率外环控制器的输出i_refp、i_refQ分别叠加到电压外环控制器的输出上，同样也把电压外环控制器经PI调节部分的输出i_Δud、i_Δuq分别叠加到功率外环控制器的输出，并结合功率外环和电压外环控制表达式，得电流跟踪控制方程如公式(11)、公式(12)所示：

式中，i_Δp、i_ΔQ是功率外环控制器经PI调节部分的输出，i_refud、i_refuq是电压外环控制器的输出，为了进一步对外环输出的参考电流进行控制，令i_dref和i_qref等于下公式(13)：

由前述内容已知：

所以可以推导出公式(14)：

因此跟踪系数α，β的表达式如公式(15)所示：

并离网双模式合并后，将恒功率控制与恒压/恒频控制共用的电流内环PI控制器的输出值通过电压前馈补偿和交叉耦合补偿，得到电压控制信号u_dx和u_qx,最终形成的电流内环控制方程为公式(16)：

式中，K_p3表示电流比例积分控制器中比例项系数，K_i3表示电流比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，i_d和i_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，L_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电感数值，ω_r为其系数，将主控单元逆变器恒功率控制与恒压/恒频控制的电流内环控制部分合并，通过这一控制结构可以缩短切换时间，避免相关调制信号的突变，保证逆变器切换时控制系统的连续性，所设计的电流跟踪算法使输出电流在并离网切换瞬间具有正确的初始值，防止电流突变；

4)调制输出信号波形：电压控制信号u_dx和u_qx经过坐标变换和SPWM调制形成三相电压调制波信号，传送到逆变器中，维持系统的稳定。

本技术方案中，步骤3)在主控单元逆变器双模式合并控制的基础上，引入电流跟踪算法，使主控单元逆变器在并离网切换瞬间外环控制器的输出参考电流能快速跟随切换前一时刻的电流状态，保证恒压/恒频控制器的输出状态与恒功率控制器的输出状态在切换瞬间保持一致，输入电流内环控制器的参考电流具有正确的初始值，而不是突变为零值，有效防止电流突变，保证逆变器并离网顺利切换，维持系统稳定。

这种方法能防止电流突变、能有效保证系统稳定运行以及母线电压和频率的稳定、能实现并离网的平滑切换、能提高微电网内负载的供电可靠性，也可以减小对外部电网的影响。

附图说明

图1为实施例的流程图示意图；

图2为实施例中的三相全桥逆变器电路结构示意图；

图3为实施例中的并离网平滑切换控制结构示意图；

图4-a为实施例中未采用本例方法时各电源输出有功功率仿真波形示意图；

图4-b为实施例中采用本例方法时各电源输出有功功率仿真波形示意图；

图5-a为实施例中未采用本例方法时系统母线电压仿真波形示意图；

图5-b为实施例中未采用本例方法时系统母线频率仿真波形示意图；

图5-c为实施例中采用本例方法时系统母线电压仿真波形示意图；

图5-d为实施例中采用本例方法时系统母线频率仿真波形示意图；

图6-a为实施例中未采用本例方法时系统由并网切换至离网时并网电压仿真波形示意图；

图6-b为实施例中未采用本例方法时系统由并网切换至离网时蓄电池电流仿真波形示意图；

图6-c为实施例中的采用本例方法时系统由并网切换至离网时并网电压仿真波形示意图；

图6-d为实施例中采用本例方法时系统由并网切换至离网时蓄电池电流仿真波形示意图；

图7-a为实施例中未采用本例方法时系统由离网切换至并网时并网电流仿真波形示意图；

图7-b为实施例中未采用本例方法时系统由离网切换至并网时蓄电池电流仿真波形示意图；

图7-c为实施例中采用本例方法时系统由离网切换至并网时并网电流仿真波形示意图；

图7-d为实施例中采用本例方法时系统由离网切换至并网时蓄电池电流仿真波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的内容作进一步的阐述，但不是对本发明的限定。

实施例：

参照图1，一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法，包括如下步骤：

1)对主控单元逆变器进行建模：当微电网采用主从控制结构时，为保证系统的稳定运行，需要确定一个分布式电源作为主控制单元，储能单元由于其可控性，可作为主控单元的最佳选择，选取储能单元作为主控单元，对主控单元的三相全桥电压型逆变器电路进行建模，如图2所示，逆变器采用LC输出滤波，选取通过滤波电感的电流i_Ln(n＝a,b,c)和滤波电容上的电压u_n(n＝a,b,c)为状态变量，可列状态方程如公式(1)、公式(2)所示：

其中，r为滤波电感的寄生电阻，L_f为滤波电感值，C_f为滤波电容值，u_sn(n＝a,b,c)为交流侧输出电压，i_n(n＝a,b,c)为逆变器输出电流，

在abc三相自然坐标系下，abc三相正弦交流信号虽然没有相互耦合关系，但变量较多，所需控制器个数较多，设计相对复杂，且交流信号的调节存在静态误差，更加难以控制，为了减少控制变量的个数，将abc三相自然坐标系下的三相交流信号通过Clark变换到αβ两相静止坐标系下进行控制，可列写如下状态方程为公式(3)、公式(4)：

但αβ两相正弦交流信号仍存在静态误差问题难以解决，针对正弦交流信号给系统控制器带来的控制难度，采用Park变换将αβ两相静止坐标系下的交流信号变换为dq两相旋转坐标系下的直流量，状态方程变换为公式(5)、公式(6)：

由公式(5)、公式(6)可知，控制器可以对直流信号进行无静态误差控制；

2)确定微电网运行模式：主电网正常运行时，系统由主电网和微电网共同为负载供电，微电网处于并网运行模式，主电网维持了系统电压和频率的稳定，微电网内部所有分布式电源均采用恒功率控制以实现能源的最大利用，当主电网发生故障时，微电网会主动与主电网断开联系，转为孤岛运行模式，微电网内部主控制单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，为主要负荷供电，提供电压和频率的支撑，其余分布式电源则作为从控制单元，采用恒功率控制模式，直到主电网恢复正常运行，微电网又转为并网运行模式；

3)设计电流跟踪算法：包括以下3部分：

(1)恒功率控制：微电网并网运行时，主控单元逆变器采用恒功率控制模式，恒功率控制器主要由功率外环控制部分和电流内环控制部分组成，每个分布式电源发出恒定的有功功率，使用功率外环控制的控制方程为公式(7)：

式中，i_dref和i_qref分别表示在dq参考坐标系下，电流内环参考设定值i_ref的d轴分量和q轴分量，p_ref和Q_ref为系统设定的参考值，P和Q为逆变器输出的有功功率和无功功率的实际值，是根据公式(8)计算得到的测量值，K_p1表示功率比例积分控制器中比例项系数，K_i1表示功率比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，

有功功率和无功功率的实际值计算方法如公式(8)所示：

式中，i_d、i_q和u_d、u_q是逆变器输出电流i_abc与逆变器输出电压u_abc的dq轴分量；

(2)恒压/恒频控制：微电网孤岛运行时，主控单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，维持系统的电压和频率稳定，恒压/恒频控制由电压外环控制和电流内环控制组成，其电流内环控制部分和恒功率控制模式的电流内环控制部分相同，内环控制的电流参考值是由电压外环决定的，将电压外环控制器的输出值通过交叉耦合补偿，得到电流参考值，电压外环控制的控制方程如公式(9)所示：

式中，K_p2表示电压比例积分控制器中比例项系数，K_i2表示电压比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，u_d和u_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，C_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电容数值，ω_n为其系数，其中，u_dref和u_qref分别表示在dq参考坐标系下，电压外环参考设定值u_ref的d轴分量和q轴分量,由u_ref和参考频率f_ref决定，ω_ref和锁相环中角频率ω的差值进行积分得到相角θ，电压参考值计算方法如如公式(10)所示：

(3)确定电流跟踪算法：当主控单元逆变器在并网转离网或离网转并网切换的瞬间，控制器转换时存在调节延时问题，外环控制器输出的电流参考值易发生突变，微电网由并网运行切换至孤岛运行时，主控单元逆变器由恒功率控制切换至恒压/恒频控制，在切换前恒功率控制器输出的电流参考信号作为电流内环控制器的输入，恒压/恒频控制器不参与运行，输出为零，在切换瞬间恒压/恒频控制器参与运行，恒功率控制器退出，电流参考信号会由某一数值瞬间变为零，同样，微电网由孤岛运行切换至并网运行得瞬间也会发生类似的状况，造成持续的暂态振荡，为解决此类问题，将恒功率控制器与恒压/恒频控制器合并在一起共用电流内环控制部分的双模式控制器模型的基础上，确定电流跟踪的方法是跟随切换前一时刻电流的状态，如图3所示，使恒压/恒频控制器的输出状态与恒功率控制器的输出状态在切换瞬间保持一致，保证参考电流的连续性与准确性，将功率外环控制器的输出i_refp、i_refQ分别叠加到电压外环控制器的输出上，同样也把电压外环控制器经PI调节部分的输出i_Δud、i_Δuq分别叠加到功率外环控制器的输出，并结合功率外环和电压外环控制表达式，得电流跟踪控制方程如公式(11)、公式(12)所示：

式中，i_Δp、i_ΔQ是功率外环控制器经PI调节部分的输出，i_refud、i_refuq是电压外环控制器的输出，为了进一步对外环输出的参考电流进行控制，令i_dref和i_qref等于下公式(13)：

由前述内容已知：

所以可以推导出公式(14)：

因此跟踪系数α，β的表达式如公式(15)所示：

并离网双模式合并后，将恒功率控制与恒压/恒频控制共用的电流内环PI控制器的输出值通过电压前馈补偿和交叉耦合补偿，得到电压控制信号u_dx和u_qx,最终形成的电流内环控制方程为公式(16)：

式中，K_p3表示电流比例积分控制器中比例项系数，K_i3表示电流比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，i_d和i_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，L_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电感数值，ω_r为其系数，将主控单元逆变器恒功率控制与恒压/恒频控制的电流内环控制部分合并，通过这一控制结构可以缩短切换时间，避免相关调制信号的突变，保证逆变器切换时控制系统的连续性，所设计的电流跟踪算法使输出电流在并离网切换瞬间具有正确的初始值，防止电流突变；

4)调制输出信号波形：电压控制信号u_dx和u_qx经过坐标变换和SPWM调制形成三相电压调制波信号，传送到逆变器中，维持系统的稳定。

具体的仿真过程：

本例仿真低电压等级为380V，微电网系统中分布式电源主要有风机、光伏阵列以及蓄电池，设置光伏参考有功160kW，风机参考有功200kW，储能参考有功150kW，负载300kW，储能单元作为主控单元，具有恒功率和恒压/恒频控制切换功能，仿真在一开始运行时，微电网处于并网状态，储能单元采用恒功率控制，运行到2s时，微电网断开与大电网的联系，处于孤岛运行状态，储能由恒功率控制切换到恒压/恒频控制，当仿真运行到4s时，储能单元逆变器由恒压/恒频控制切换到恒功率控制，回到并网状态。

由图4-a，4-b可知，微电网并网运行时，各分布式电源运行恒功率控制策略，光伏、风机、蓄电池分别输出有功功率160kW、200kW、150kW，由于负载为300kW，因此微电网系统内会有富余的210kW输入外部大电网；微电网孤岛运行时，微电网与外部大电网断开联系，配电网侧有功功率降为0，光伏、风机运行恒功率控制策略，输出有功功率160kW、200kW，蓄电池需要为微电网系统提供电压与频率支撑，运行恒压/恒频控制策略，微电网系统内多出的有功功率60kW输入至蓄电池，当未采用本例方法时，参见图4-a，蓄电池有功功率在并网转孤岛切换瞬间有一定的超调量，经过1.0S恢复至稳态；当采用本例方法时，如图4-b所示，蓄电池有功功率不再产生超调量，一直处于较稳定状态，这是由于并离网双模式合并后，PI控制器调节时间缩短；

当未采用本例方法时，如图5-a，5-b所示，系统母线电压与频率在并网转孤岛切换时会产生突变，甚至超出标准范围，这是因为由功率环切换至电压环PI控制器的调节延时使电流参考值减小，导致电流内环控制器输出的端口电压值减小，最终造成系统母线电压下降，需要一定的时间才能恢复至稳定电压；当采用本例方法时，如图5-c，5-d所示，系统母线电压与频率在并离网切换时会产生很小的波动，并且在允许范围内，很快恢复至稳态，这主要因为电流跟踪算法使输出电流在并离网切换瞬间具有正确的初始值，防止电流突变，从而系统母线电压与频率也处于稳定状态；

当未采用本例方法时，如图6-a，6-b所示，并网电压、蓄电池电流在并网转孤岛切换瞬间会产生明显突变，需要一定时间才能恢复至稳态，主要是由于蓄电池逆变器由恒功率控制模式切换至恒压/恒频控制模式时电压环和电流环PI控制器调节延时所致；采用本例方法时，如图6-c，6-d所示，并网电压、蓄电池电流在并网转孤岛切换瞬间不会产生冲击，快速达到稳定状态，这是由于PI控制器调节延时缩短，并且将切换前一时刻的电流参考值加到实际输出的电流参考值上使蓄电池电流在切换时有正确的初始值；

当未采用本例方法时，如图7-a，7-b所示，并网电流、蓄电池电流在孤岛转并网切换瞬间会产生一定的波动，持续一定时间后才恢复至稳态，主要是由于PI控制器调节延时以及微电网与配电网之间切换时存在相位差所致；当采用本例方法时，如图7-c，7-d所示，可以保证切换瞬间参考电流的连续性，所以并网电流、蓄电池电流在孤岛转并网切换瞬间波动减小，很快恢复至稳态。

Claims (1)

1.一种基于电流跟踪算法的微电网平滑切换控制的方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)对主控单元逆变器进行建模：当微电网采用主从控制结构时，为保证系统的稳定运行，需要确定一个分布式电源作为主控制单元，储能单元由于其可控性，作为主控单元的最佳选择，选取储能单元作为主控单元，对主控单元的三相全桥电压型逆变器电路进行建模，逆变器采用LC输出滤波，选取通过滤波电感的电流i_Ln，n＝a,b,c和滤波电容上的电压u_n，n＝a,b,c为状态变量，列状态方程如公式(1)、公式(2)所示：

其中，r为滤波电感的寄生电阻，L_f为滤波电感值，C_f为滤波电容值，u_sn(n＝a,b,c)为交流侧输出电压，i_n，n＝a,b,c为逆变器输出电流，

在abc三相自然坐标系下，abc三相正弦交流信号虽然没有相互耦合关系，但变量较多，所需控制器个数较多，设计相对复杂，且交流信号的调节存在静态误差，更加难以控制，为了减少控制变量的个数，将abc三相自然坐标系下的三相交流信号通过Clark变换到αβ两相静止坐标系下进行控制，列写如下状态方程为公式(3)、公式(4)：

但αβ两相正弦交流信号仍存在静态误差问题难以解决，针对正弦交流信号给系统控制器带来的控制难度，采用Park变换将αβ两相静止坐标系下的交流信号变换为dq两相旋转坐标系下的直流量，状态方程变换为公式(5)、公式(6)：

2)确定微电网运行模式：主电网正常运行时，系统由主电网和微电网共同为负载供电，微电网处于并网运行模式，当主电网发生故障时，微电网会主动与主电网断开联系，转为孤岛运行模式，微电网内部主控制单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，其余分布式电源则作为从控制单元，采用恒功率控制模式，直到主电网恢复正常运行，微电网又转为并网运行模式；

3)设计电流跟踪算法：包括以下3部分：

(1)恒功率控制：微电网并网运行时，主控单元逆变器采用恒功率控制模式，恒功率控制器由功率外环控制部分和电流内环控制部分组成，每个分布式电源发出恒定的有功功率，使用功率外环控制的控制方程为公式(7)：

式中，i_dref和i_qref分别表示在dq参考坐标系下，电流内环参考设定值i_ref的d轴分量和q轴分量，p_ref和Q_ref为系统设定的参考值，P和Q为逆变器输出的有功功率和无功功率的实际值，是根据公式(8)计算得到的测量值，K_p1表示功率比例积分控制器中比例项系数，K_i1表示功率比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，

有功功率和无功功率的实际值计算方法如公式(8)所示：

式中，i_d、i_q和u_d、u_q是逆变器输出电流i_abc与逆变器输出电压u_abc的dq轴分量；

(2)恒压/恒频控制：微电网孤岛运行时，主控单元逆变器采用恒压/恒频控制模式，恒压/恒频控制由电压外环控制和电流内环控制组成，将电压外环控制器的输出值通过交叉耦合补偿，得到电流参考值，电压外环控制的控制方程如公式(9)所示：

式中，K_p2表示电压比例积分控制器中比例项系数，K_i2表示电压比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，u_d和u_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，C_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电容数值，ω_n为其系数，其中，u_dref和u_qref分别表示在dq参考坐标系下，电压外环参考设定值u_ref的d轴分量和q轴分量,由u_ref和参考频率f_ref决定，ω_ref和锁相环中角频率ω的差值进行积分得到相角θ，电压参考值计算方法如公式(10)所示：

(3)确定电流跟踪算法：将功率外环控制器的输出i_refp、i_refQ分别叠加到电压外环控制器的输出上，把电压外环控制器经PI调节部分的输出i_Δud、i_Δuq分别叠加到功率外环控制器的输出，并结合功率外环和电压外环控制表达式，得电流跟踪控制方程如公式(11)、公式(12)所示：

式中，i_Δp、i_ΔQ是功率外环控制器经PI调节部分的输出，i_refud、i_refuq是电压外环控制器的输出，令i_dref和i_qref等于公式(13)：

由前述内容已知：

所以可以推导出公式(14)：

因此跟踪系数α，β的表达式如公式(15)所示：

并离网双模式合并后，将恒功率控制与恒压/恒频控制共用的电流内环PI控制器的输出值通过电压前馈补偿和交叉耦合补偿，得到电压控制信号u_dx和u_qx,最终形成的电流内环控制方程为公式(16)：

式中，K_p3表示电流比例积分控制器中比例项系数，K_i3表示电流比例积分控制器中积分项系数，1/s表示积分作用，i_d和i_q分别表示在dq参考坐标系下，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量，L_f表示逆变器终端所连接的LC滤波器中电感数值，ω_r为其系数；

4)调制输出信号波形：电压控制信号u_dx和u_qx经过坐标变换和SPWM调制形成三相电压调制波信号，传送到逆变器中，维持系统的稳定。

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