CN110445507B - 一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法 - Google Patents

一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法 Download PDF

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Abstract

本发明实施例涉及一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法，收发模块包括：前端电路，用于对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；或用于将已调信号进行滤波和放大处理，得到发射信号，其中射频信号和发射信号经过天线接收或发送；振荡混频器，与前端电路连接，用于对前端电路输出的滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；或用于对输入的低通滤波信号进行混合并上变频，得到已调信号；低通滤波器，与振荡混频器连接，用于对差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；或用于根据输入信号进行低通滤波，得到低通滤波信号。本发明将分开设置的混频器和振荡器融合形成一既具有混频特性和负阻特性的负阻有源器件，使得收发模块整体结构简单，易于实现。

Description

一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法
技术领域
本发明涉及微电子技术领域，尤其涉及一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法。
背景技术
随着现代无线通讯技术的发展，射频微波器件和功能模块的小型化需求日益迫切，可以基于微纳电子学模块、微组装、微机电系统等工艺，运用混合集成的方式，实现太赫兹发射前端的整体集成。
传统的射频收发前端存在的问题是结构复杂设计难度大，尤其是在高频毫米波或太赫兹频段。主要体现在对每个器件包括混频器、振荡器、匹配电路等等都需要有很准确的模型，要求非常高的工艺水平，以确保较高的可重复性和集成芯片设计。另外，器件加工的成功率低导致成本提高。在高频电路中，每节省一个器件，整个模块的成功率都会大大提高。
基于上述，现有的用于高频毫米波或太赫兹频段的收发前端存在结构复杂设计难度大的缺陷。
上述缺陷是本领域技术人员期望克服的。
发明内容
(一)要解决的技术问题
为了解决现有技术的上述问题，本发明提供一种毫米波太赫兹收发模块及其工作方法，进而至少在一定程度上克服现有的用于高频毫米波或太赫兹频段的收发前端存在结构复杂设计难度大的缺点。
本发明的其他特性和优点将通过下面的详细描述变得显然，或数据子段地通过本发明的实践而习得。
(二)技术方案
为了达到上述目的，本发明采用的主要技术方案包括：
本发明的实施例一方面提供一种毫米波太赫兹收发模块，包括：
前端电路，用于对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；或用于将已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号，其中所述接收的射频信号经过天线接收，所述发射的射频信号经过天线发送；
振荡混频器，与所述前端电路连接，用于对所述前端电路输出的所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；或用于对输入的低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；
低通滤波器，与所述振荡混频器连接，用于对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；或用于根据输入信号进行低通滤波，得到所述低通滤波信号。
在本发明一实施例中，所述前端电路包括带通滤波器、功率放大器和低噪声放大器；
所述带通滤波器用于对接收的所述射频信号进行滤波，所述低噪声放大器用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述滤波信号；或
所述带通滤波器用于对接收的所述已调信号进行滤波，所述功率放大器用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述发射信号。
在本发明一实施例中，所述振荡混频器为负阻有源器件，具有混频器和振荡器的功能。
在本发明一实施例中，所述振荡混频器包括：
平面耿氏二极管，设置在共面波导中，且所述平面耿氏二极管具有阳极和阴极；
第一直流偏置器，具有第一射频端口、第一直流偏置端口和第一射频直流端口，所述第一射频端口与所述前端电路连接，所述第一直流偏置端口用于输入第一偏置电压，所述第一射频直流端口与所述平面耿氏二极管的阳极和地连接；
第二直流偏置器，具有第二射频端口、第二直流偏置端口和第二射频直流端口，所述第二射频端口与所述低通滤波器连接，所述第二直流偏置端口用于输入第二偏置电压，所述第二射频直流端口与所述平面耿氏二极管的阴极和地连接。
在本发明一实施例中，所述阳极和所述阴极之间的距离L的近似计算公式为：
Figure BDA0002164959370000031
其中v为电子畴速率，f为工作频率。
在本发明一实施例中，所述振荡混频器包括：
三电极耿氏振荡器，具有栅极、源极和漏极；
第一直流偏置器，具有第一射频端口、第一直流偏置端口和第一射频直流端口，所述第一射频端口与所述前端电路连接，所述第一直流偏置端口用于输入第一偏置电压，所述第一射频直流端口与所述源极和所述漏极连接；
第二直流偏置器，具有第二直流偏置端口，所述第二直流偏置端口用于输入第二偏置电压，所述第二射频直流端口与所述漏极和所述栅极连接；
第三偏置器，具有第二射频端口、第三直流偏置端口和第二射频直流端口，所述第二射频端口与所述低通滤波器连接，所述第三直流偏置端口用于输入第三偏置电压，所述第二射频直流端口与所述漏极和所述栅极连接。
在本发明一实施例中，所述栅极和所述源极之间的距离为0.5μm，所述栅极和所述漏极之间的距离L的近似计算公式为：
Figure BDA0002164959370000032
其中v为电子畴速率，f为工作频率。
在本发明一实施例中，所述振荡混频器包括谐振隧穿二极管RTD。
在本发明一实施例中，所述振荡混频器包括碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT。
本发明的实施例另一方面提供一种以上所述的毫米波太赫兹收发模块的工作方法，包括：
接收信号时，通过对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；对所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；
发送信号时，通过根据输入信号进行低通滤波，得到低通滤波信号；对所述低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；将所述已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号；
其中所述接收的射频信号经过天线接收，所述发射的射频信号经过天线发送。
(三)有益效果
本发明的有益效果是：本发明实施例提供的毫米波太赫兹收发模块及其工作方法，通过设置振荡混频器，将传统独立分开设置的混频器和振荡器两个器件融合在一起形成一个既具有混频特性和负阻特性的负阻有源器件，使得收发模块整体结构简单，易于实现，可以降低系统的复杂性。
附图说明
图1为本发明相关实施例中超外差型收发前端的电路图；
图2为本发明相关实施例中直接下变频收发前端的电路图；
图3为本发明相关实施例中直接调制/解调收发前端的电路图；
图4为本发明一个实施例提供的一种毫米波太赫兹收发模块的示意图；
图5为本发明一实施例中提供的毫米波太赫兹收发模块的应用示意图；
图6为本发明一实施例中提供的毫米波太赫兹收发模块的一种具体结构图；
图7为本发明一实施例中平面型耿氏二极管电流随电场变化的曲线图；
图8为本发明一实施例中平面型耿氏二极管的结构图；
图9为本发明一实施例中平面耿氏二极管的晶圆材料示意图；
图10为本发明一实施例中平面耿氏二极管用在收发电路中的电路示意图；
图11为本发明一实施例中测得的频谱图；
图12为本发明一实施例中测试电路的示意图；
图13为本发明一实施例中三电极耿氏振荡器的晶圆材料示意图；
图14为本发明一实施例中谐振隧穿二极管的材料示意图；
图15为本发明一实施例中谐振隧穿二极管的伏安特性图；
图16为本发明一实施例中利用谐振隧穿二极管形成振荡器的电路图；
图17为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT的材料示意图；
图18为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT的伏安特性图；
图19为本发明一实施例中利用碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT形成振荡器的电路图；
图20为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT工作的原理图；
图21为本发明另一实施例中提供的一种毫米波太赫兹收发模块的工作方法的流程图。
具体实施方式
为了更好的解释本发明，以便于理解，下面结合附图，通过具体实施方式，对本发明作详细描述。
本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
在本发明相关实施例中，射频收发前端包括三种类型，即超外差型(Superheterodyne)收发前端、直接下变频(Direct conversion)收发前端和直接调制/解调(Direct modulation/demodulation)收发前端。图1为本发明相关实施例中超外差型收发前端的电路图，如图1所示，电路中包括天线101、开关(T/R SWITCH)102、射频滤波器(RFFILTER)103和112、低噪声放大器(LNA)104、混频器(MIXER)105和114、中频滤波器(IFFILTER)106和115、中频放大器(IF AMP)107和116、解调器(DEMO)108、压控振荡器(VCO1)109、锁相环(PLL)110、压控振荡器(VCO2)111、功率放大器(PA)113以及调制器(MOD)117。该电路作为接收器使用时，开关102与射频滤波器103接通，天线接收的信号经过上述电路的转换，输出基带信号(BASEBAND)；当该电路作为发射器使用时，开关102与射频滤波器112接通，根据输入的基带信号经上述电路转换再经天线发送出去。
图2为本发明相关实施例中直接下变频收发前端的电路图，如图2所示，电路中包括天线201、开关(T/R SWITCH)202、射频滤波器(RF FILTER)203和210、混频器(MIXER204和212、通道滤波器(CHANNEL FILTER)205和213、基带放大器(BB AMP)207和214、压控振荡器(VCO)208、锁相环(PLL)209以及功率放大器(PA)211。电路工作原理类似，此处不再赘述。
图3为本发明相关实施例中直接调制/解调收发前端的电路图，如图3所示，电路中包括天线301、开关(T/R SWITCH)302、射频滤波器(RF FILTER)303、低噪声放大器(LNA)304、包络检波器(ENVELOP DETECTOR)305、功率放大器(PA)306和振荡器(OSCILATOR)307，电路工作原理也类似，此处不再赘述。
基于上述所示电路，对收发接收电路需要进行改进，简化设计并保证器件和整体模块的有效工作。
图4为本发明一个实施例提供的一种毫米波太赫兹收发模块的示意图，如图4所示，该收发模块400包括前端电路410、振荡混频器420和低通滤波器430。
其中前端电路410用于对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；或用于将已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号，其中所述接收的射频信号经过天线接收，所述发射的射频信号经过天线发送；振荡混频器420与所述前端电路410连接，用于对所述前端电路输出的所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；或用于对输入的低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；低通滤波器430与所述振荡混频器420连接，用于对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；或用于根据输入信号进行低通滤波，得到所述低通滤波信号。
本发明实施例提供的毫米波太赫兹收发模块，通过设置振荡混频器，将传统独立分开设置的混频器和振荡器两个器件融合在一起形成一个既具有混频特性和负阻特性的负阻有源器件，使得收发模块整体结构简单，易于实现，可以降低系统的复杂性。
以下对图4所示实施例的各个步骤的具体实现进行详细阐述：
图5为本发明一实施例中提供的毫米波太赫兹收发模块的应用示意图，如图5所示，该收发模块的前端电路连接天线501，且前端电路中主要是通过带通滤波器(BPF)502实现，低通滤波器504之后连接收发的基带信号或中频信号，带通滤波器(BPF)502与低通滤波器(LPF)504之间设置有混频振荡器503。
在本发明一实施例中，前端电路主要是是以带通滤波器实现，在实际电路中，还需要配合各种放大器进行使用，因此前端电路包括带通滤波器、功率放大器和低噪声放大器。
图6为本发明一实施例中提供的毫米波太赫兹收发模块的一种具体结构图，如图6所示，包括天线601、开关602、功率放大器(PA)603、带通滤波器(BPF)604、带通滤波器(BPF)605、低噪声放大器(LNA)606、开关607、混频振荡器608和低通滤波器(LPF)609。其中所述带通滤波器605用于对接收的所述接收的射频信号进行滤波，所述低噪声放大器606用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述滤波信号；所述带通滤波器604用于对接收的所述已调信号进行滤波，所述功率放大器603用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述发射的射频信号。其中低噪声放大器LNA主要用于接收电路设计中，由于接收电路中的信噪比很低，往往信号远小于噪声，通过放大器的时候，信号和噪声一起被放大的话非常不利于后续处理，因此需要低噪声放大器能够抑制噪声。功率放大器PA主要功能是功率放大，以满足系统要求，最重要的指标就是输出功率大小。
根据图6所示，该电路工作原理为：发射时，被发射的基带或中频已调信号通过低通滤波器609(低通滤波器的作用是防止射频信号泄露)到达振荡混频器608后，被调制到工作频率，得到已调信号。已调信号通过带通滤波器604滤除无用信号，之后，滤除无用信号的已调信号可以通过功率放大器603进行放大在由天线601发射出去；接收时，由天线601接收到的射频信号经过带通滤波器605进行滤波后，被加到振荡混频器上，在带通滤波器605后可通过添加低噪声放大器606来提高接收信号强度，得到混合后的差频信号，差频信号再通过低通滤波器609后得到基带信号。
在本发明一实施例中，混频振荡器为改进的收发模块的主要器件，这类器件一般有2个电极或3个电极，混频振荡器在一定的电压/电场条件下会具有负阻特性。图7为本发明一实施例中电流随电场变化的曲线图，如图7所示，当2个电极之间的电场超过阀值Eth时，继续施加电场会导致电流下降。如果对电流和电场取微分ΔI/ΔV，就可以得出负导纳，或称作负阻抗，而且负阻是器件可以用作振荡器的基本条件。另外，由于该器件具有非线性，还可以被用作混频器，振荡混频器为负阻有源器件，具有混频器和振荡器的功能。振荡混频器的工作原理是将两个不同频率信号同时输入该器件中，然后输出两个频率之和或之差。如果把负阻和混频这两种特性结合起来，就可以把传统的独立分开的混频器和振荡器融合到一个器件，即本实施例中的混频振荡器。
在本发明一实施例中，振荡混频器可以通过耿氏二极管、耿氏三极管、谐振隧道二极管或IMPATT二极管等等其中一种二极管或三极管实现。
在本发明一实施例中，振荡混频器可以通过耿氏二极管实现，图8为本发明一实施例中平面型耿氏二极管的结构图，如图8所示，该二极管为镶嵌在共面波导中的平面耿氏二极管。图9为本发明一实施例中平面耿氏二极管的晶圆材料示意图，如图9所示，依次包括AlGsAs(厚度为20nm)、i-GsAs(厚度为50nm)、AlGsAs(厚度为20nm)和n-GsAs(厚度为15nm)。其中所述阳极和所述阴极之间的距离L的计算公式为：
Figure BDA0002164959370000091
其中v为电子畴速率，f为工作频率。
其中图9中所示平面耿氏二极管的材料和厚度仅为一种示例，其中阳极和所述阴极之间的距离(图9中用Lac表示)也仅为一种示例，例如Lac可以为4μm，在本发明的其他实施例中Lac可以根据工作频率需要设置为0.6～4μm。
在本发明一实施例中，图10为本发明一实施例中平面耿氏二极管用在收发电路中的电路示意图，如图10所示，平面耿氏二极管的两端通过直流偏置器1002和1003连接到电路中。其中，平面耿氏二极管1001设置在共面波导中，且所述平面耿氏二极管具有阳极和阴极。第一直流偏置器1002具有第一射频端口、第一直流偏置端口和第一射频直流端口，所述第一射频端口与所述前端电路连接，所述第一直流偏置端口用于输入第一偏置电压，所述第一射频直流端口与所述平面耿氏二极管1001的阳极和地连接。第二直流偏置器1003具有第二射频端口、第二直流偏置端口和第二射频直流端口，所述第二射频端口与所述低通滤波器连接，所述第二直流偏置端口用于输入第二偏置电压，所述第二射频直流端口与所述平面耿氏二极管1002的阴极和地连接。
图10中的直流偏置器(Bias-T)是一种三端口网络器件，三个端口分别是射频端口RF、直流偏置端口DC和射频直流端口RF&DC。如图10所示，Bias-T的DC端口由一个馈电电感组成，用于添加直流偏置，防止RF端口的交流信号泄露到供电系统，理想条件下，DC端口不会对射频端信号造成任何影响。RF端口由一个阻挡电容组成，用于输入射频信号，同时可以阻挡偏置端口的直流电压；RF&DC端口连接到设备，该设备可以同时看到直流偏置电压和射频信号。如果Bias-T内部器件选择超宽带、接近理想化、没有谐振点的高频电感和电容或者由其他平面波导形成的低通滤波器，则当Bias-T用于设置某些电子元件的直流偏置点时，不会干扰其他元件。前后的偏置器Bias-T的电感上连接的电压分别为Vc和Va。
在本发明一实施例中，如果在共面波导的正极和负极之间接2-3V电压，在两者之间就可以测得一个正弦信号。图11为本发明一实施例中测得的频谱图，如图11所示中间的27.5GHz的信号就是该二极管产生的振荡频率。图12为本发明一实施例中测试电路的示意图，如图12所示，输入端接收信号发生器发生的正弦信号，然后经过第一个偏置器Bias-T和19dB的衰减器，然后再依次连接GSG探针、平面耿氏二极管、GSG探针和第二个偏置器Bias-T，输出端连接频谱分析仪。基于该测试电路，在射频输入端接入一个30GHz的连续信号，把二极管阴阳电极两边加3V差压(Va-Vc)，经过中间一系列电路处理后，最后在频谱分析仪上测得输入(30GHz)，本地振荡(27.5GHz)以及混频后的差频信号(2.75GHz)。
在本发明一实施例中，还可以对上述平面耿氏二极管的结构进行改进，二电极器件改成三电极器件，这样有利于提高耿氏效应和器件效率。三电极耿氏振荡器具有栅极、源极和漏极；与2个电极的二极管类似，三电极耿氏振荡器需要连接三个直流偏置器，具体为：第一直流偏置器具有第一射频端口、第一直流偏置端口和第一射频直流端口，所述第一射频端口与所述前端电路连接，所述第一直流偏置端口用于输入第一偏置电压，所述第一射频直流端口与所述源极和所述漏极连接；第二直流偏置器具有第二直流偏置端口，所述第二直流偏置端口用于输入第二偏置电压，与所述漏极和所述栅极连接；第三直流偏置器具有第二射频端口、第三直流偏置端口和第二射频直流端口，所述第二射频端口与所述低通滤波器连接，所述第三直流偏置端口用于输入第三偏置电压，所述第二射频直流端口与所述漏极和所述栅极连接。其工作原理与2个电极的平面耿式二极管类似，唯一的区别是栅极的电压对振荡频率和幅度有一定的控制作用。在实际应用中，在栅极和源极之间上要添加一个直流偏置器Bias-Tee，以确保耿氏振荡的产生和控制频率及幅度同时防止射频信号的泄露。
图13为本发明一实施例中三电极耿氏振荡器的晶圆材料示意图，如图13所示，材料和厚度同于平面耿式二极管，不同之处在于，中间的栅极和源极之间的距离为0.5μm，栅极和所述漏极之间的距离L的近似计算公式为：
Figure BDA0002164959370000111
其中v为电子畴速率，f为工作频率。
其中图13中所示三电极耿式振荡器的材料和厚度仅为一种示例，其中阳极和所述阴极之间的距离(图9中用Lac表示)也仅为一种示例，例如Lac可以为1.3μm，在本发明其他实施例中还可以根据工作频率进行设置。需要说明的是，三电极耿氏振荡器的栅极和漏极之间的距离是决定器件振荡频率的重要因素之一。
在本发明一实施例中，本实施例中的振荡混频器还可以采用谐振隧穿二极管RTD实现，谐振隧穿二极管是利用电子在某些能级能够谐振隧穿而导通的二极管。其中一种由两层薄层中间的单个势阱构成，称为双势垒结构(Double barrier)，载流子在势阱中间只能有分立的电子能级。图14为本发明一实施例中谐振隧穿二极管的材料示意图，如图14所示，阳极侧形成双势垒结构。需要说明的是，图14中所示的材料仅为RTD的一种示例，在本发明其他实施例中还可以根据需要在保证双势垒结构的基础上对材料的种类、厚度等进行选择，并不局限于图14所示一种结构。
图15为本发明一实施例中谐振隧穿二极管的伏安特性图，如图15所示，当谐振隧穿二极管两边加偏压的时候，随着第一能级接近费米能级，电流逐渐增加。当第一能级低于并远离费米能级的时候，电流开始下降，出现负阻特性。当第二能级下降接近费米能级的时候，电流再次增加。图16为本发明一实施例中利用谐振隧穿二极管形成振荡器的电路图，与平面耿式二极管类似，谐振隧穿二极管在应用中也需要连接两个偏置器，基于两个谐振隧穿二极管实现振荡器，其中Re为平面电阻、Ce为平面电容，能够和RTD的负阻和寄生电感形成振荡电路。
在本发明一实施例中，本实施例中的振荡混频器还可以采用碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT实现。碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT也是一种具有负阻特性的周态微波二极管，其特性由薄基片中的碰撞雪崩击穿效应和载流子渡越时间效应结合产生，而基片通常由砷化镓或硅制成。图17为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT的材料示意图，包括高阻抗的衬底1701、二氧化硅1702、缓冲层1703、掺杂层1704、顶层1705和金属层1706。其中衬底1701的阻抗大于1000Ω·cm，厚度为500μm，二氧化硅1702的厚度为50nm，缓冲层1703的厚度为400nm，掺入的离子类型为p型B离子，掺杂量为1020。掺杂层1704的厚度为250nm，掺入的离子类型为n型Sb离子，掺杂量为1017。顶层1705的厚度为200nm，掺入的离子类型为n型Sb离子，掺杂量为1020。需要说明的是，图17所示的材料和厚度仅为一种示例，在本发明其他实施例中可以在满足负阻特性的条件下对掺入的例子以及膜层厚度等做相应调整，此处不再一一列举。图18为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT的伏安特性图，如图18所示，在工作区反向击穿。图19为本发明一实施例中利用碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT形成振荡器的电路图，IMPATT的两端并联LC调谐电路，阴极与限流电阻和电容串联。图20为本发明一实施例中碰撞雪崩和渡越时间二极管IMPATT工作的原理图，如图20所示，示出电子和空穴载荷运动的方向，中间为电场最强的区域。
综上所述，采用本发明实施例提供的毫米波太赫兹收发模块，对电路进行改进，主要是通过设置振荡混频器，将传统独立分开设置的混频器和振荡器两个器件融合在一起形成一个既具有混频特性和负阻特性的负阻有源器件，使得收发模块整体结构简单，易于实现，可以降低整个系统的复杂性。本实施例中的毫米波太赫兹收发模块可以用于多通道或集成阵列方面的应用，如未来移动通信中的多输入多输出(Multiple Input MultipleOutput，简称MIMO)和多载波车载雷达等领域。
图21为本发明另一实施例中提供的一种毫米波太赫兹收发模块的工作方法的流程图，如图21所示，包括以下步骤：
接收信号时，执行步骤S2101～S2103：
步骤S2101、通过对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；
步骤S2102、对所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；
步骤S2103、对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号。
发送信号时，执行步骤S2104～S2106：
步骤S2104、通过根据输入信号进行低通滤波，得到低通滤波信号；
步骤S2105、对所述低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；
步骤S2106、将所述已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号；
其中上述步骤中接收的射频信号和发射的射频信号分别经过天线接收或发送。
综上所述，采用本发明实施例提供的方法的技术效果参见上述毫米波太赫兹收发模块的技术效果，此处不再赘述。
应当注意，尽管在上文详细描述中提及了用于动作执行的设备的若干模块或者单元，但是这种划分并非强制性的。实际上，根据本发明的实施方式，上文描述的两个或更多模块或者单元的特征和功能可以在一个模块或者单元中具体化。反之，上文描述的一个模块或者单元的特征和功能可以进一步划分为由多个模块或者单元来具体化。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员易于理解，这里描述的示例实施方式可以通过软件实现，也可以通过软件结合必要的硬件的方式来实现。因此，根据本发明实施方式的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中或网络上，包括若干指令以使得一台计算设备(可以是个人计算机、服务器、触控终端、或者网络设备等)执行根据本发明实施方式的方法。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本发明的其它实施方案。本申请旨在涵盖本发明的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本发明的一般性原理并包括本发明未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本发明的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
应当理解的是，本发明并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (5)

1.一种毫米波太赫兹收发模块，其特征在于，包括：
前端电路，用于对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；或用于将已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号，其中所述接收的射频信号经过天线接收，所述发射的射频信号经过天线发送；
振荡混频器，与所述前端电路连接，用于对所述前端电路输出的所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；或用于对输入的低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；
低通滤波器，与所述振荡混频器连接，用于对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；或用于根据输入信号进行低通滤波，得到所述低通滤波信号；
所述振荡混频器包括：三电极耿氏振荡器，具有栅极、源极和漏极；
第一直流偏置器，具有第一射频端口、第一直流偏置端口和第一射频直流端口，所述第一射频端口与所述前端电路连接，所述第一直流偏置端口用于输入第一偏置电压，所述第一射频直流端口与所述源极和所述漏极连接；
第二直流偏置器，具有第二直流偏置端口，所述第二直流偏置端口用于输入第二偏置电压，与所述漏极和所述栅极连接；
第三直流偏置器，具有第二射频端口、第三直流偏置端口和第二射频直流端口，所述第二射频端口与所述低通滤波器连接，所述第三直流偏置端口用于输入第三偏置电压，所述第二射频直流端口与所述漏极和所述栅极连接；
源极和栅极之间还设置一第四直流偏置器。
2.如权利要求1所述的毫米波太赫兹收发模块，其特征在于，所述前端电路包括带通滤波器、功率放大器和低噪声放大器；
所述带通滤波器用于对接收的所述射频信号进行滤波，所述低噪声放大器用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述滤波信号；或
所述带通滤波器用于对接收的所述已调信号进行滤波，所述功率放大器用于对滤波后的信号进行放大处理，得到所述发射的射频 信号。
3.如权利要求1所述的毫米波太赫兹收发模块，其特征在于，所述振荡混频器为负阻有源器件，具有混频器和振荡器的功能。
4.如权利要求1所述的收发模块，其特征在于，所述栅极和所述源极之间的距离为0.5μm，所述栅极和所述漏极之间的距离L的近似计算公式为：
Figure FDA0002935594320000021
其中v为电子畴速率，f为工作频率。
5.一种权利要求1-4中任一项所述的毫米波太赫兹收发模块的工作方法，其特征在于，包括：
接收信号时，通过对接收的射频信号进行放大和滤波处理，得到滤波信号；对所述滤波信号进行混合并下变频，得到差频信号；对所述差频信号进行低通滤波，得到并输出基带信号；
发送信号时，通过根据输入信号进行低通滤波，得到低通滤波信号；对所述低通滤波信号进行混合并上变频，得到所述已调信号；将所述已调信号进行滤波和放大处理，得到发射的射频信号；
其中所述接收的射频信号经过天线接收，所述发射 的射频信号经过天线发送。
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