CN110431764A - 映射和解映射数字化信号用于光传输的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种光网络包括：发射机部分，其被配置为通过数字光链路传输数字化符号流；映射单元，其布置在发射机部分内，并被配置为在通过数字光链路传输之前用映射码对所传输的数字化符号流进行编码；接收机部分，其被配置为恢复来自数字光链路的已编码符号流；以及解映射单元，其布置在接收机部分内，并被配置为将所恢复的已编码符号流映射到对应于在发射机部分处在由映射单元编码之前的数字化符号流的未编码数字化信号。

Description

映射和解映射数字化信号用于光传输的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请是2017年12月19日提交的美国专利申请序列号15/847,417的部分延续，其要求2016年12月19日提交的美国临时专利申请序列号62/435,961的利益和优先权。本申请还要求2017年1月19日提交的美国临时专利申请序列号62/448,044的利益和优先权。所有这些在先申请的公开内容都通过引用以其整体并入本文。

背景

本公开的领域大体上涉及光纤通信网络，且更具体地涉及在混合光纤同轴网络中的数字化技术。

典型的混合光纤同轴(HFC)架构从光纤集线器到节点部署几个长光纤束，但是通常许多短光纤束被部署成覆盖典型的从遗留HFC节点到最终用户的较短距离。传统的多服务运营商(MSO)通过HFC网络(其利用光纤和同轴电缆)提供各种服务，包括模拟/数字TV、视频点播(VoD)、电话通信、和高速数据互联网。

图1是可操作来向订户提供视频、语音、和数据服务的传统HFC网络100的示意图。HFC网络100包括主头端102、集线器104、光纤节点106、和最终用户/订户108。光纤110携带光模拟信号，并连接在主头端102、集线器104、和光纤节点106之间的链路。多个同轴电缆112携带射频(RF)调制模拟电信号，并将光纤节点106连接到相应的最终用户108。

在操作中，光纤节点106将来自光纤110的光模拟信号转换成RF调制电信号，其然后沿着同轴电缆112输送到最终用户/订户108。在一些实例中，HFC网络100实现光纤深度架构。HFC网络100还可以利用分别沿着同轴电缆112布置的电子放大器114来放大到相应的最终用户108的RF模拟信号。在HFC网络100中，光和电信号从集线器104一直到最终用户108的订户的家都是模拟形式的。一般，电缆调制解调器终端系统(CMTS)位于头端102或集线器104处，并向分别布置在最终用户108处的电缆调制解调器(CM)(未示出)提供补偿功能。

最近，电缆数据服务接口规范(DOCSIS)已被确立为允许向现有的HFC网络(例如HFC网络100)添加高带宽互联网协议(IP)数据传送的国际标准接口。最新的DOCSIS标准DOCSIS 3.1提供：(1)在以前可用的带宽之外并且在下行和上行方向上都扩展传送频谱的机会，以及(2)频谱本身的更有效使用。然而，DOCSIS 3.1HFC网络(即，支持正交频分复用(OFDM))当与其以前的DOCSIS HFC网络对应物相比时对于上行信号和下行信号且特别地关于载波噪声比(CNR)或调制误差比(MER)需要明显更高的系统性能。

DOCSIS 3.1物理层规范在加性高斯白噪声(AWGN)信道中用低密度奇偶校验(LDPC)纠错定义OFDM信号的下行最低要求CNR性能，如下面在表1中所示。例如，1024(1K-QAM)的典型OFDM正交幅度调制(QAM)需要34dB CNR的信号性能，或者对于在下行方向上的4K-QAM调制格式选项需要大约41-41.5分贝(dB)CNR。类似情况在DOCSIS 3.1上行传输路径中出现，如下面也在表2中所示。

在这种模拟HFC系统中，根据载波复合噪声(CCN)或CCN比来确定恢复的RF信号信道的质量(例如，在最终用户108的CM处)。HFC光纤链路的CCN代表噪声分量(例如散粒噪声、热噪声、激光噪声(即来自集线器/头端激光传输)等)的组合、互调噪声(例如二阶、三阶、和更高阶分量)、和串扰噪声(例如非线性光纤相互作用，例如四波混频、交叉相位调制、拉曼串扰等)。特别是关于OFDM信号，连续包络和高峰值与平均功率比(PAPR)是重要的关注点。也就是说，OFDM信号对非线性互调制，尤其对复合三次差拍(CTB)是非常敏感的。二阶非线性积是带外的，且通常被滤波。然而，大多数三阶非线性积位于带内，并且通过与现有载波重叠而引起问题。

表1：在AWGN信道中的CM最低CNR性能

表2：在AWGN信道中的CMTS最低CNR性能

星座(QAM)	CNR(dB)
		4096	43.0
2048	39.0
		1024	35.5
512	32.5
		256	29.0
128	26.0
		64	23.0
32	20.0
		16	17.0
8	14.0
		QPSK	11.0

因此，链路损耗和模拟线性失真明显限制传统HFC网络的可实现的链路预算。相对于以高数据速率为目标的高阶调制格式，对可实现的链路预算的影响甚至更加显著。传统的模拟光学技术不能够赶上对遗留HFC网络的日益增加的数据需求。然而，替换这种遗留HFC网络将是非常昂贵的，且因此是不切实际的。

简要概述

在一个实施例中，模拟信号处理器包括采样单元，其被配置为(i)在频域中将接收到的时域模拟信号滤波到相对应的频谱的低频端内，(ii)以显著高于低频端的频率对滤波后的模拟信号采样，以及(iii)在相对应的频谱的扩展奈奎斯特区上扩散量化噪声。该处理器还包括噪声整形单元，其被配置为在相对应的频谱的低频端之外将扩散的量化噪声整形，使得滤波后的模拟信号和整形后的量化噪声在频域中实质上被分离；以及量化单元，其被配置为使用至少一个量化位来对滤波后的模拟信号应用△-∑调制，并输出实质上跟随接收到的时域模拟信号的幅度的数字化位流。

在一个实施例中，提供了混合光纤同轴(HFC)网络。该网络包括：光学集线器，其被配置为通过数字光链路传输数字化位流；光纤节点，其被配置为通过数字光链路接收数字化位流并将接收到的数字化位流转换成△-∑解调模拟信号；以及至少一个最终用户，其被配置为从光纤节点接收△-∑解调模拟信号。

在一个实施例中，光网络包括：发射机部分，其被配置为通过数字光链路传输数字化符号流；映射单元，其被布置在发射机部分内，并被配置为在通过数字光链路传输之前用映射码对所传输的数字化符号流进行编码；接收机部分，其被配置为恢复来自数字光链路的已编码符号流；以及解映射单元，其布置在接收机部分内，并被配置为将所恢复的已编码符号流映射到对应于在由映射单元编码之前在发射机部分处的数字化符号流的未编码数字化信号。

在一个实施例中，提供了一种关于数字化信号的符号映射方法。数字化信号包括具有高斯分布的符号幅度值的一系列所发射的符号。该方法包括以下步骤：对于该系列所发射的符号中的第一符号的至少一个输入出现，将第一符号映射到该系列所发射的符号中的第二符号。第一符号具有第一符号幅度值，且第二符号作为大于第一符号幅度值的第二符号幅度值。该方法还包括以下步骤：对于第二符号的至少一个出现，将第二符号映射到第一符号。

附图简述

当参考附图阅读下面的详细描述时，本公开的这些和其它特征、方面、和优点将变得更好理解，在所有附图中，相似的字符表示相似的部分，其中：

图1是现有技术的传统HFC网络的示意图。

图2A-2B是描绘与示例性调制过程相比的现有技术的传统采样过程200的相应操作原理的图解说明。

图3是根据一个实施例描绘在图2B中描绘的已调制数字化输出信号的解调过程的操作原理的图解说明。

图4A-4B是利用在图2B中描绘的△-∑调制过程和在图3中描绘的△-∑解调过程的示例性HFC网络的示意图。

图5A-5B是利用在图2B中描绘的△-∑调制过程和在图3中描绘的△-∑解调过程的示例性数字化分布式网络的示意图。

图6A-6B是利用在图2B中描绘的△-∑调制过程和在图3中描绘的△-∑解调过程的示例性光纤射频传输网络的示意图。

图7是根据一个实施例的示例性系统级信号映射过程的示意性框图。

图8是根据一个实施例描绘在△-∑数字化之后的数字化信号的未映射电眼图的图解说明。

图9是描绘实现翻转映射过程的在△-∑数字化之后的数字化信号的电眼图的图解说明。

图10是可以用在图9中描绘的电眼图的数字化信号来实现的翻转映射表的图解说明。

图11A-B是描绘在有和没有在图9和图10中描绘的翻转映射过程的情况下的所传输的信号的比较结果的图解说明。

图12A-B是描绘根据一个实施例描绘伪随机二进制序列PAM4信号的电眼图与实现均匀映射过程的信号的电眼图的比较结果的图解说明。

图13A-13B是可以用在图12B中描绘的电眼图的数字化信号来实现的替代符号映射表的图解说明。

图14A-B是描绘实现在图13A中描绘的均匀映射过程的信号与实现在图13B中描绘的替代均匀映射过程的信号的比较结果的图解说明。

图15是比较在本文描述的若干过程的符号映射的符号表的图解说明。

除非另有指示，本文中所提供的附图意在图示本公开的实施例的特征。这些特征被认为可应用于包括本公开的一个或更多个实施例的各种系统中。因此，附图并不意味着包括本领域中的普通技术人员已知的用于实践本文公开的实施例所需的所有常规特征。

详细描述

在下面的说明书和权利要求书中，将参考许多术语，这些术语应被定义为具有以下含义。

单数形式“一(a)”、“一(an)”、和“该(the)”包括复数提及物，除非上下文另有明确规定。

“可选的”或“可选地”意指随后描述的事件或情况可以或可以不出现，且该描述包括事件出现的实例和事件不出现的实例。

本文在整个说明书和权利要求书中所使用的近似语言可以用来修改任何数量表示，这些数量表示可以允许变化，而不会导致与之相关的实质上功能的变化。因此，由一个或多个术语例如“大约”、“近似”、和“实质上”修改的值不限于所指定的精确值。在至少一些情况下，近似语言可以对应于用于测量值的仪器的精度。在这里和整个说明书和权利要求书中，范围限制可以组合和/或互换；除非上下文或语言另有指示，否则这些范围被识别并包括其中包含的所有子范围。

根据本文描述的实施例，数字光网络通过数字化分布式网络或者通过传统的HFC网络利用数字化模拟信号来实现数字光链路。根据本系统和方法的数字光网络受链路损耗的影响较小，并且当光功率高于(例如，最终用户的)接收机的灵敏度时还实现对来自(例如，头端/集线器的)激光器或光纤本身的非线性噪声的更高容限。因此，本数字光网络能够有利地实现在长距离上的传输，支持每光纤的波长，并有效地消除光噪声对CNR的贡献。此外，根据本文描述的有利技术，CMTS和相应的CM可以在更高阶的调制格式下操作。

在示例性实施例中，利用△-∑调制和解调来实现光数字传输。在光数字传输过程中的关键步骤包括模数(A/D)和数模(D/A)转换。A/D转换(ADC)和D/A转换(DAC)子过程涉及两个重要因素：(1)采样率；和(2)位分辨率。通常根据奈奎斯特采样定理来控制最小采样率，而位分辨率对于确定量化噪声是重要的。在下面描述的一些实施例中，DOCSIS数字化方案利用△-∑调制和解调来应用于传统HFC网络的变体，并且实现(i)过采样、(ii)抽取滤波、和(iii)量化噪声整形中的一个或多个，以实现超高分辨率和优异的抗混叠滤波。因此，当前的实施例在音频应用、精确温度测量、和称重秤中具有特别有利的用途。

本系统和方法还能够实现不需要在传统HFC网络中经历的处理延迟的低通滤波。此外，当前的光数字传输系统和网络实现了比利用传统ADC/DAC方法而经历的延迟甚至更低的延迟。低延迟是未来的网络必须支持的在虚拟现实和沉浸式应用中的特别关键的因素。通过运用频率选择性数字化，当前的实施例甚至还能够有利地减少表示模拟频谱所需的数据量，例如上面的图1的HFC网络100的模拟电缆信号。

图2A-2B是根据一个实施例描绘与示例性调制过程202相比的传统采样过程200的相应操作原理的图解说明。过程200描绘了模拟信号204(示出了时域)的传统奈奎斯特-香农采样ADC的操作。在示例性实施例中，过程200在相对应的频域中对模拟信号204进行带宽限制(例如，在频率f_B处使用低通滤波器206)。在图2A所示的示例中，量化噪声208与输入信号的频率不相关，并且在奈奎斯特带宽f_S/2上均匀地扩散。过程200执行模拟信号204的奈奎斯特采样210(即，在奈奎斯特频率处)，并且通过多个量化位来量化每个样本以产生多位量化信号212。

因为奈奎斯特ADC的量化噪声是近似高斯的，以及在奈奎斯特区上均匀地扩散，非常大量的量化位被需要来确保因而得到的数字化信号212的信噪比(SNR)(例如，CNR或MER)。如此大量的所需量化位导致对有效位数(ENOB)的非常高的要求，同时还产生低频谱效率和数据速率瓶颈。也就是说，根据现有技术，由于对于每个样本的大量的量化位，窄带模拟信号可能在数字化之后消耗巨大的传输带宽。

根据示例性调制过程202，传统采样技术的这些缺点被解决。如在图2B中描绘的，在示例性调制过程202中，A/D转换器(在图2B中未示出)的处理器214应用△-∑调制来利用过采样ADC，其利用在输入信号216上的一个或两个量化位来生成输出信号218。在一些实施例中，输出信号218是二进制的(例如，一位量化)。在其他实施例中，输出信号218是PAM4输出信号(例如，两位量化)。

更具体地，调制过程202实现过采样子过程220、噪声整形子过程222、和量化子过程224。在过采样子过程220中，调制过程202以高频对模拟输入信号216(例如，DOCSIS RF信号)采样，并在扩展的奈奎斯特区226上扩散量化噪声。调制过程202然后实现噪声整形子过程222以将量化噪声从信号频带推出。在图2B中描绘的示例中，低通△-∑调制器228将模拟信号216置于频谱的低频端中，且噪声传递函数230用作高通滤波器以将量化噪声从信号频带推出到高频端，使得模拟信号216与频域中的噪声分离。调制过程202的△-∑调制技术输出取决于一位或两位量化并具有等于子过程220的过采样ADC的波特率的二进制(例如开/关键(OOK))信号218(1)或非二进制信号218(2)(例如PAM4(具有四个幅度电平的脉冲幅度调制))。因此，因而得到的输出二进制或非二进制信号218通常在一般意义上跟随模拟输入信号216的幅度。

根据调制过程202的有利技术，使用当前的△-∑调制技术产生的输出表示高数据速率位流(例如，输出218)，其例如具有通常跟踪在加权移动平均之后的输入模拟信号(例如，输入信号216)的幅度的幅度。在示例性实施例中，平均过程实现低通滤波，且从而能够拉平输出数字化位流的高频振荡。低通滤波的使用进一步有利地允许来自输出数字化位流的原始模拟信号的更容易和更可靠的获取，即，调制，如下面关于图3所述。

图3是描绘上面的图2B的已调制数字化输出信号218的解调过程300的工作原理的图解说明。更具体地，在解调过程300中，处理器302使用低通滤波器306来实现△-∑解调以从图2B的数字化位流218中获取模拟信号304。与读取每个样本的量化位并将所读取的量化位转换成适当的输出电平的传统奈奎斯特DAC相比，这种有利的技术明显更简单。频域图308示出了当前△-∑工作原理在频域中优于更艰涩的传统奈奎斯特解调技术的优点。也就是说，低通滤波器306有效地消除了带外噪声，并在低频端处滤波了所获取的模拟信号304。在该示例中，如图3所示，由于噪声整形，所获取的模拟信号304具有不均匀的噪声基底310。

图4A-B是利用图2B的调制过程202和图3的解调过程300的示例性数字化HFC网络400的示意图。数字化HFC网络400在总体结构上类似于HFC网络100，不同之处在于数字化HFC网络400被配置为实现△-∑调制和解调而不是传统的A/D和D/A转换技术。特别地，HFC网络400包括头端402、集线器404、光纤节点406、最终用户/订户408、以及连接在头端402、集线器404、和光纤节点406之间的链路的至少一个光纤410。光纤410还被配置成携带下行和/或上行光信号的数字化位流。多个同轴电缆412将光纤节点406连接到相应的最终用户408，并在其间传送模拟电信号。数字化HFC网络400可选地沿着同轴电缆412实现放大器414。

在一些实施例中，数字化上行和下行光信号都沿着同一光纤410传输。在这种实例中，集线器404包括用于分别组合/分离下行和上行光信号的光学多路复用器/解复用器416，以及光纤节点406类似地包括光学多路复用器/解复用器418。多路复用器/解复用器416、418可以是无源设备，例如双工器、或有源配置单元。在其他实施例中，上行和下行信号沿着单独的光纤传输，并且多路复用是可选的(例如，其中多个光信号在相同的方向上进行传输)。

图4B示出了用于实现数字化HFC网络400的△-∑调制和解调过程的示例性架构420。在架构420的操作中，来自头端402/集线器404的CMTS422的下行模拟信号(例如，图2B的模拟信号216)被下行△-∑调制器424(例如，使用图2B的调制过程202)转换成数字信号，以用于模拟信号数字化。在示例性实施例中，下行模拟信号是来自CMTS 422的广播服务的模拟DOCSIS RF信号，或者可以构成边缘QAM技术或汇聚电缆接入平台(CCAP)。由下行调制器424产生的位流(例如，图2B的输出218)驱动下行数字光发射机426以通过光纤410传输下行数字化位流以由光纤节点406的下行数字光接收机428接收。

在光纤节点406处，下行△-∑解调器430将来自下行解调器430的下行电数字位流转换(例如，通过图3的解调过程300)回到模拟形式，其中这个解调的下行模拟信号可以进一步通过现有的HFC电缆基础设施(例如通过同轴电缆412、放大器414、和可选的抽头432)来进行传输。

在数字化HFC网络400的另一操作中，上行传输类似于下行传输但被相反地实现。也就是说，光纤节点406从一个或更多个最终用户408接收模拟RF信号。上行△-∑调制器434将上行模拟信号转换成数字上行位流，其驱动光纤节点406的上行数字光发射机436以通过光纤410传输上行数字化位流以被集线器404的上行数字光接收机438接收。上行△-∑解调器440将上行电数字位流转换成模拟形式，其然后可以被CMTS 422接收。

如上所述，对于上行传输，可以使用与下行传输不同的光波长。可选地，下行和上行数字化位流可以分别通过单独的光纤410_DS和410_US单独地传输。在可选的实施例中，可以利用电双工器442和/或光学多路复用器/解复用器(例如，图4A的元件416、418)，其中节点聚合和/或节点分离是需要的。因此，当前的实施例对于许多当今的电缆运营商所面临的缺乏光纤的网络环境(其中通常实现更多有限的传统节点聚合和分离技术来最大化光纤利用率)特别有利。

通过使△-∑调制和解调过程在下行和上行方向上都互补(或相同)，当前的技术可以进一步有利地部署在现有的遗留HFC网络中，而不需要对在头端/集线器中的CMTS或对在光纤节点和最终用户之间的现有基础设施(即，电子放大器、抽头等)进行显著的硬件修改。在图4A-4B所示的示例性实施例中，在集线器和光纤节点之间的光连接被升级到数字光链路。通过该数字光链路，数字化HFC网络400因此有利地能够利用几种不同的光传输技术，例如直接光检测或相干光检测，这取决于对于各种传输条件(例如遗留光纤、距离等)的过采样率和SNR的要求以及由此产生的链路容量。通过这些有利的技术，当前的系统和方法因此能够通过使用高性能的基于△-∑调制的数字传输来实现明显更长的传输距离。

目前，在电缆环境中的输送是不对称的。因此，对实现当前的△-∑调制技术的HFC系统的要求也可以不对称地被应用。虽然根据本文描述的△-∑调制技术，只有发射机侧经历过采样子过程的增加的复杂性。相反，在接收机侧上不需要这样的复杂性。也就是说，在接收机侧处的实现成本将是最低的。然而，传统HFC网络的不对称性依然允许在发射机侧上的实现成本也显著降低。例如，一些DOCSIS 3.1实现方式利用高分割场景，例如1.2GHz下行/200MHz上行。因此，与在下行传输的成本相比，在上行传输的成本仍然降低，因为上行带宽是下行带宽的一小部分。此外，因为许多最终用户没有充分利用可用的上行输送，从客户的角度来看，采样需要可能实际上甚至更低，且因此在客户侧上的因而得到的发射机实现成本也更低。

此外，与旨在支持更高DOCSIS性能水平的传统技术相比，根据图4A-B所示的实施例，所升级的节点的数字光链路实现显著提高的可靠性。也就是说，当前实施方式的△-∑调制/解调技术具有优于传统的远程CMTS、远程PHY、和A/D-D/A数字化方法的优良的可靠性。因此，本文描述的△-∑调制和解调过程具有特别的适用性以根据最终用户要求支持包括无线回程和业务连接的异构服务环境，同时极大地简化所有最终用户的操作复杂性。

图5A-B是利用图2B的调制过程202和图3的解调过程300的示例性数字化分布式网络500的示意图。如图5A所示，分布式网络500在结构上类似于数字化HFC网络400，并且包括头端502、集线器504、光纤节点506、最终用户/订户508、至少一个光纤510、多个同轴电缆512、和可选的放大器514。然而分布式网络500在操作中不同于数字化HFC网络400，如下面关于图5B进一步解释的。

图5B示出了用于实现分布式网络500的△-∑调制和解调过程的示例性分布式架构516。分布式架构516的操作不同于图4的架构420的操作，不同之处在于分布式架构516将PHY层分布到HFC网络中。也就是说，分布式架构516将PHY层分布到光纤节点506(或PHY架)，从而例如有效地从CMTS 518(即CCAP核心)移除PHY，从而进一步使消除对在头端502/集线器504中的模拟激光器(未示出)的需要变得可能。在该实施例中，CMTS 518因此在功能上被转换成数字光纤以太网链路(例如，用于光以太网或无源光网络(PON)的网络聚合层)，并且光纤510在功能上用作光以太网数字光纤。

在光纤节点506处，数字光收发机520在下行分布式MAC/PHY/PHY层522处接收来自CMTS 518的数字信号，以用于被下行△-∑解调器524转换成模拟信号。类似地，上行△-∑调制器将来自最终用户508的模拟信号转换成上行分布式MAC/PHY层528的数字化信号以提供给数字光收发机520，以用于通过光纤510在上行输送。类似于图4的架构420，分布式架构516还可以包括双工器530和至少一个抽头532。在该示例中，分布式架构516有利地利用作为D/A转换器的下行△-∑解调器524和作为A/D转换器的上行△-∑调制器526。因此，图5A-5B的△-∑调制和解调技术可以分别在上行和下行方向上完全实现。

根据该实施例，提供了低成本解调过程。该实现方式达到RF信号转换的超高分辨率，并且能够利用使用在头端/集线器和光纤节点之间的光连接的直接检测技术或相干检测技术。通过分布式架构516的经济简化，分布式网络500只需要在光纤节点506处的一个△-∑调制器/解调器用于RF到数字转换。

图6A-B是利用图2B的调制过程202和图3的解调过程300的示例性光纤射频传输(RFoG)网络600的示意图。如图6A所示，RFoG网络600在结构上类似于数字化HFC网络400，并且包括头端602、集线器604、光纤节点606、最终用户/订户608、至少一个光纤610、多个同轴电缆612、和可选的放大器614。然而RFoG网络600不同于数字化HFC网络400，不同之处在于RFoG模拟光学技术通过光纤而不是同轴电缆来将RF传输到部署在最终用户608的相应客户驻地处的终端单元(例如，未单独示出的光网络单元(ONU)或光网络终端(ONT))。

图6B示出了用于实现RFoG网络600的△-∑调制和解调过程的示例性RFoG架构616。RFoG架构616类似于图4的架构420，并且包括CMTS618、下行△-∑调制器620、下行数字光发射机622、集线器双工器624(或多路复用器/解复用器)、光纤节点双工器626(或多路复用器/解复用器)、下行数字光接收机628、下行△-∑解调器630、上行△-∑调制器632、上行数字光发射机634、集线器604的上行数字光接收机636、和上行△-∑解调器。在示例性实施例中，RFoG架构616还包括沿着光纤610布置的至少一个光分路器640。下行△-∑解调器630和上行△-∑调制器632与至少一个最终用户608的客户驻地设备(CPE)642通信。

根据图6A-B所示的有利实施例，通过在头端/集线器和客户驻地/最终用户处都引入△-∑调制和解调过程来实现对RFoG网络600的数字链路的传输性能的显著改善，从而有效地用数字传输代替光连接。RFoG网络600的架构和操作对于具有现有家庭同轴线路和/或CPE的用户特别有利；RFoG网络600的实现方式不需要对这种现有基础设施进行硬件改变。此外，RFoG网络600的数字光纤深层架构还允许传送的数据速率对最终用户608增加。在分路器640被实现的情况下，由于从这种数字传输链路可得到的更高的功率预算裕度，分路器比率也可以进一步增加。

根据上面所述的有利的系统和方法，可以在RFoG网络中在传统的HFC上采用有效的数字化技术以显著扩展现有光纤束的传输能力，而不需要显著的硬件修改或成本。本文描述的系统和方法利用现有的光纤基础设施来增加这种现有基础设施的容量，但是不增加在接收机侧处的复杂性。当前的实施例还有利地利用现有的网络传输不对称性来进一步降低在发射机侧处的复杂性。因此，当前的系统和方法显著延长了现有光纤基础设施的寿命，并且还更有效地使用现有的光波长。通过本文描述的技术，光纤通信网络将实现增加的可扩展性，从而允许网络根据来自电缆订户的日益增长的需求来灵活地增长。

上面详细描述了模拟数字化系统和方法的示例性实施例。然而，本公开的系统和方法不仅仅限于本文描述的特定实施例，而是它们的实现方式的部件和/或步骤可以与本文描述的其他部件和/或步骤独立地且分开地使用。此外，可以结合利用光纤和同轴传输的其它接入网络来实现和利用示例性实施例。

映射和解映射用于光传输的数字化信号

模拟信号的数字化可以显著提高在数字光传输链路上的可达到的SNR/CNR和容量。如上所述，相对于传统奈奎斯特ADC，△-∑ADC通过以高过采样率和少量量化位(1-2位)为特征而改进。如上所述，传统的奈奎斯特ADC以奈奎斯特采样率操作，并且利用许多量化位来抑制量化噪声，而△-∑ADC可以仅使用1或2个量化位，并且依赖于过采样技术来扩展奈奎斯特区。△-∑ADC进一步利用噪声整形技术来将量化噪声移出信号频带并提高带内SNR，使得有效量化位数增加。

本文和下面的实施例在本文中特别关于DOCSIS信号(和DOCSIS 3.1)进行描述，但是当前的实施例还关于其他多载波信号(例如Wi-Fi、WiMAX、UWB、LTE和5G无线信号)提供显著的优势。当前实施例的数字化过程仍然进一步可应用于前向回传和/或回程应用的模拟信号。

下面的实施例代表用于在△-∑数字化(DSD)之后在发射机侧处的数字化信号的符号映射以及在接收机侧处的所恢复的信号的符号解映射的系统和方法。重新映射过程将所恢复的信号映射到原始数字化信号序列。本文描述的创新技术提高了系统性能，同时还降低了客户应用对更深节点和更高带宽的成本，同时运用现有的光学部件和光纤基础设施。

在一个示例性实施例中，对于由1位DSD生成的OOK信号，符号映射过程扰乱位序列以避免连续的0或1，使得数字化信号不仅具有相等数量的0位和1位，而且具有在时间序列中均匀地分布的0和1以促进光传输和在数字接收机处的时钟恢复。另一方面，对于由2位DSD生成的PAM4信号，符号映射过程修改±1和±3符号的分布，使得数字化符号均匀地分布在对于光传输链路的±1和±3上，如下面进一步描述。

模拟信号利用在有线电视行业的HFC网络中是普遍的。然而，模拟信号的利用由于DOCSIS 3.1的出现而存在挑战。在模拟系统中，例如在DOCSIS 3.0和较早的HFC网络中，接收到的RF信号的质量由复合载波噪声比(CCNR)确定，复合载波噪声比受由电域和光域促成的噪声和非线性损伤的组合的限制。

通过将信号波形从单载波转换为多载波OFDM，DOCSIS 3.1为了提高的频谱效率、增加的数据容量、和更灵活的频谱资源分配而支持较高阶调制格式。然而，OFDM信号以连续包络和高峰值与平均功率比(PAPR)为特征，这使OFDM信号变得容易受到传输损伤和非线性失真的影响。例如，三阶失真(例如复合三次差拍(CTB))可产生带内干扰分量，其与现有的OFDM子载波重叠并且难以滤波。此外，为了支持对DOCSIS 3.1的高阶调制格式(例如1024QAM及以上)的挑战性CNR要求，传统的模拟光纤技术已经被推到它们的极端。传统系统的可实现的链路预算受到模拟信号的非线性失真的显著限制。

根据本文所述的创新实施例，通过利用数字链路以运用在HFC网络中的现有数字光纤通信技术(例如相干数据中心互连(DCI)、或强度调制直接检测(IM-DD)PON)来显著提高在HFC网络中的DOCSIS 3.1信号的传输性能。数字链路对功率损耗和非线性损伤更加鲁棒，并且接收到的光功率被保持在接收机灵敏度之上。通过这些创新技术，增加了光纤距离、扩大了头端/集线器的覆盖范围、以及提高了我们实现的传输损伤的容限。利用数字无差错传输，数字链路的传输损伤可以基本上与接收到的RF信号的质量隔离。也就是说，由光/电噪声和失真促成的CNR退化可以被消除。此外，通过利用波分复用(WDM)技术，当前实施例的数字光学系统可以进一步支持每光纤多个波长，从而允许未来的容量升级。

本文描述的实施例不同于传统的奈奎斯特数字化，其以在发射机/接收机侧上的AD/DA操作的对称复杂性为特征；当前实施例的△-∑数字化(DSD)技术提供了关于AD和DA操作的不对称的复杂性。

图7是示例性系统级信号映射过程700的示意性框图。在示例性实施例中，关于相干光网络系统702来实现过程700，相干光网络系统702包括通过光传输链路708与彼此可操作地通信的发射机部分704和接收机部分706(例如，用于直接检测或相干检测)。在示例性实施例中，发射机部分704表示头端和/或光学集线器，并包括复杂的高速ADC(在图7中未示出)，其被配置为执行上面所述的过采样、噪声整形、和量化(1位或2位)过程，以将模拟输入信号转换成数字输出(分别OOK或PAM4)。

此外，在示例性实施例中，接收机部分706包括被配置为执行上面所述的DAC过程的光纤节点和滤波器(在图7中也未示出)。如上所述，过程700不同于传统的奈奎斯特ADC，其通过使用许多量化位来消除量化噪声。相反，过程700可以实现△-∑ADC以将量化噪声移出频带。因此，低通滤波器(LPF)或带通滤波器(BPF)可以在接收机部分706的一侧上被实现，以滤波出期望的信号。同时或在大约同一时间，可通过消除带外量化噪声来将数字化信号转换回它的模拟波形。根据这个有利的配置，信道频率解复用和D/A转换都可以由单个设备实现。

△-∑数字化的AD/DA操作的这个不对称可以进一步有利地在点对多点架构(例如PON、移动前向回传网络、和HFC网络)中实现。在示例性实施例中，过程700的复杂ADC可以集中在头端/集线器中，并由多个光纤节点共享。相比而言，简化的LPF/BPF可以分布在光链路708的每个光纤节点中以起DAC和信道解复用器的作用。根据这个有利的系统架构，光纤节点的成本和设计复杂性可以显著降低，但同时提高系统可靠性。

在示例性实施例中，关于DOCSIS 3.1传输来实现过程700。DOCSIS 3.1利用具有连续包络和高斯分布幅度的OFDM信号，即，存在比大幅度样本更多的小幅度样本。在示例性实施例中，在1位△-∑数字化之后，DOCSIS3.1信号被数字化为OOK信号。尽管如果在这个示例中0位和1位的数量是相等的，但是由于输入OFDM信号的连续包络，也将出现许多连续的0或1。为了提高传输性能并促进接收机部分706的时钟恢复，过程700进一步实现符号映射以扰乱位序列，并从而避免连续的0或1。然后可以执行符号匹配，且从其产生的数字化信号不仅具有相等数量的0位和1位，而且还具有在其中均匀地分布在所传输的时间序列中的0和1。

类似地，在2位△-∑数字化之后，DOCSIS 3.1信号可以使用4个符号(即±1和±3)被数字化成PAM4信号。由于输入模拟信号(例如，图2的信号216)的高斯分布，这四个符号的数量也将具有高斯分布，即，与有±3相比，将有更多的±1。如下面进一步描述的，过程700通过将数字化信号的符号分布调整两个更均匀地均衡传输的每个符号的量来解决这个分布问题。根据这些有利的技术，当前实施例更充分地利用数字光纤链路(例如，链路708)的容量，并且保持对在相干/IM-DD数字接收机中的商业DSP算法的零修改。如上所述，这些技术不限于DOCSIS 3.1，并且还可以在多载波调制格式的支持下应用于其他所传输的信号，例如Wi-Fi、WiMAX、UWB、LTE、和5G无线信号。

如下文进一步描述的，除了仅利用上面所述的△-∑数字化技术的系统流程710(“(1)”，虚线圆圈)之外，过程700还实现映射和解映射流程技术(“(2)”)。在示例性实施例中，对于输入模拟信号712，发射机704实现△-∑数字化子过程714以对输入模拟信号712执行ADC。当在没有映射的情况下实现△-∑数字化时，过程700将从△-∑数字化子过程714继续前进到数字信号调制子过程716(例如，E/O转换)。然而，根据示例性实施例，过程700还包括在子过程714中的△-∑数字化之后但在子过程716中的数字信号调制之前执行的数字信号整形子过程718，以在发射机侧即在发射机部分704上提供数字化信号的分布映射。

在另一操作中，在子过程716中的调制之后，调制信号通过光传输链路708被传输。在接收机侧即在接收机部分706上，过程700然后实现数字信号恢复子过程720(例如，O/E转换和处理)。在分布映射尚未从子过程718实现的情况下，过程700将从恢复子过程722继续进行△-∑解调子过程722，从其获得所恢复的模拟信号724。然而，根据示例性实施例，过程700还包括在子过程720中的数字信号恢复之后但在子过程722中的△-∑解调之前执行的数字信号去整形子过程726，以在模拟转换之前在接收机侧即在发射机部分706上提供数字化信号的分布解映射。

在示例性实施例中，在子过程714中的输入模拟信号712的△-∑数字化之后，过程700在发射机侧(即发射机部分704)上插入符号映射子过程(即子过程718)。类似地，过程700在接收机侧(即，接收机部分706)上采用符号解映射子过程(即，子过程726)以将信号映射/解映射回原始信号序列，且然后将解映射的信号馈送到DAC(即，△-∑解调子过程722)用于数模转换。在示例性实施例中，映射代码728从数字信号整形子过程718传递到数字信号去整形过程726以修改通过光传输链路708传输的信号分布。在一些实施例中，映射代码728通过光传输链路708被传输。在其他实施例中，映射代码728通过替代通信信道被传输。

根据过程700的示例性配置，因为信号映射/解映射子过程718/726根据它们自己的映射代码728被执行，所以在△-∑数字化被执行之后或者在信号通过光传输链路708被传输之后，修改现有的商业数字信号恢复算法的需要被消除。在一些实施例中，过程700的几个子过程由一个或多个硬件单元(例如，ADC、DAC、调制器、解调器、映射器、解映射器)执行，所述一个或更多个硬件单元被配置为执行其相应的一个或多个功能。在其他实施例中，通过发射机部分704和/或接收机部分706的至少一个处理器的软件编程来实现若干子过程。在至少一个实施例中，子过程由硬件单元和软件编程的组合来执行。在示例性实施例中，DAC包括LPF和/或BPF。

图8是描绘在△-∑数字化(例如，图7的子过程714)之后的数字化信号的未映射电眼图800的图解说明。在示例性实施例中，眼图800表示在△-∑数字化之后的PAM4信号。在这个示例中，+1和-1符号的出现将每个具有p₁的概率，而+3和-3符号的出现将每个具有p₃的概率，并且所有四个符号出现的总概率将为100％。

可以根据下面的等式来表示这个总概率：

2p₁+2p₃＝100％ (等式1)

如上所述，OFDM信号遵循高斯分布，最终导致比大幅度样本更多的小幅度样本。因此，在数字化PAM4信号中，有比±3符号(大幅度)多得多的±1符号(小幅度)，即p₁>>p₃。因此，如可在眼图800中看到的，由于不平等的分布，较大强度的区域802代表±1符号级别，而较小强度的区域804代表±3符号级别。

图9是描绘实现在△-∑数字化之后的数字化信号的翻转映射过程的电眼图900的图解说明。在这个示例中，电眼图900表示在△-∑数字化之后以及在翻转映射子过程(下面关于图10进一步被描述)的实现之后的眼图800的PAM4信号。

在示例性实施例中，眼图900的翻转映射子过程将±1符号映射到±3符号，但是相应符号不变，反之亦然。也就是说，符号的翻转映射如下出现：+3->+1；+1->+3；-1->-3；-3->-1。因此，因为p₁＞＞p₃，在翻转映射之后，有比±1符号明显更多的±3符号。因此，如在眼图900中可以看到的，与眼图800相反，较大强度的区域902代表±3符号级别，而较小强度的区域904代表±1符号级别。

可以根据下面的等式来表示这个反转：

y_n＝sgn(x_n)(4-|x_n|) (等式2)

其中x_n是n个符号的数字化序列的符号值，以及y_n是在翻转映射子过程被实现之后的数字化序列的符号值。

图10是可以用图9的电眼图900的数字化信号来实现的翻转映射表1000的图解说明。翻转映射表1000用图形示出上面关于图9描述的翻转映射子过程的翻转的对应性。在示例性实施例中，翻转映射表1000可以在发射机(即，图7的发射机部分704)和接收机(即，图7的接收机部分706)的相应数据库中实现，并且在其间作为代码(即，图7的映射代码728)被传递。

图11A-B是描绘在实现和不实现在图9和图10中描绘的翻转映射过程的情况下的所传输的信号的比较结果的图解说明。具体地，图11A描绘了所传输的信号1100，在其上△-∑数字化子过程但不是映射子过程被实现，而图11B描绘了表示所映射的信号1102，所映射的信号1102表示翻转映射子过程被实现之后的所传输的信号1100。在这个示例中，信号1100、1102被示为在以128Gb/s的40km传输上的16QAM 16GBaud信号。因此，如从所映射的信号1102与所传输的(未映射的)信号1100的比较中可以看到的，在翻转映射子过程的实现之后，信号幅度在中心频率左右明显变平滑。

图12A-B是描绘基于伪随机二进制序列(PRBS)的PAM4信号与对其实现均匀映射子过程(子过程A，如下所述)的信号的结果的比较结果的图解说明。具体地，图12A描绘了基于PRBS的PAM4信号的电眼图1200，而图12B描绘了实现均匀映射子过程A的信号的电眼图1202。

在示例性实施例中，均匀映射子过程A利用扰码S_n，其表示具有相等概率的0和1值(即，50％将是0以及50％将是1)的周期性伪随机位流。对于输入符号x_n，当S_n＝1时，该值将翻转，但当S_n＝0时，该值保持不变。因此，均匀映射子过程A可以与上面关于图9和10描述的翻转映射过程一起实现。因此，如从眼图1200和1202的比较中可以看到的，在均匀映射子过程A的实现之后，相应的±1和±3符号被相等地分布。也就是说，所映射的信号的眼图1202几乎与基于PRBS的PAM4信号的眼图1200相同。

图13A-13B分别是可以用图12B的电眼图1202的数字化信号来实现的替代符号映射表1300和1302的图解说明。

符号映射表1300对应于均匀映射子过程A，如上面关于图12A-B所述的。在示例性实施例中，利用扰码S_n，50％的+3符号将被映射到+1符号(例如，S_n＝1)，而+3符号的另一半将保持不变(例如，S_n＝0)。+1、-1、和-3符号的布置将类似地被确定，如由符号映射表1300(映射子过程A)的下面的等式所表示的：

符号映射表1302类似于符号映射表1300，但是利用扰码S_n的附加值。也就是说，根据符号映射表1302(对于均匀映射子过程“B”)，扰码S_n代表分别具有25％、50％和25％的概率的-1、0、和1值(即，25％的出现将为-1，50％的出现将为0，以及25％的出现将为1)的周期性伪随机位流。在该替代实施例中，对于输入符号x_n，当S_n＝1时，该值将在它的符号不变的情况下翻转，以及当S_n＝-1时，该值将在它的符号也翻转的情况下翻转。当S_n＝0时，x_n的值和正负号都保持不变。

可以根据下面的等式来表示因而得到的值y_n：

具体地看+3符号的布置，例如，25％的+3符号将被映射到+1符号，另外25％的+3符号将被映射到-1符号，以及剩余的50％的+3符号保持不变(即，被映射到+3符号)。类似地根据相同的计算来确定+1、-1和-3符号的布置。

类似于上面关于图12A-B描述的均匀映射子过程A的实现，均匀映射子过程B的实现也在映射之后相等地分配±1和±3符号，从而产生也几乎与基于PRBS的PAM4信号的眼图1200相同的眼图(未示出)。也就是说，根据均匀映射子过程B产生的眼图将与根据均匀映射子过程A产生的眼图1202(且因此也与基于PRBS的PAM4信号的I图1200)相同。因此，可以成功地实现均匀映射子过程A和B以修改符号分布来以统计准确度将相应的输入信号映射到PRBS信号。

图14A-B是描绘实现在图13A中描绘的均匀映射过程的信号与实现在图13B中描绘的替代均匀映射过程的信号的比较结果的图解说明。具体地，图13A描绘了对其实现均匀映射子过程A的所传输的信号1300，而图13B描绘了对其实现均匀映射子过程B的所传输的信号1302。在该示例中，信号1300被示为在以128Gb/s的40-km传输上的16QAM 16GBaud信号，而信号1302被示为在以256Gb/s的40-km传输上的16QAM32GBaud信号。因此，如从信号1300和1302的比较中可以看到的，可以为相似的但是具有不同的符号速率和数据速率的输入信号成功地实现不同的均匀映射子过程。

图15是比较上面所述的几个映射子过程的符号映射技术的符号表1500的图解说明。在这个示例中，对于每个相应的扰码S_n(“扰码器A”和“扰码器B”)，在每个映射一次操作上标记相应的概率(即，对于均匀映射子过程A的“匹配A”以及对于均匀映射子过程B的“匹配B”)。如从符号表1500中可以看到的，符号出现的相应概率根据是否只有△-∑数字化子过程在模拟信号上实现或者是否翻转映射子过程和/或两值或三值均匀映射/扰乱子过程也被实现而变化。如关于上述实施例所述的，当前系统和方法的映射和解映射技术显著提高了通过光链路传输的数字化信号的质量和能力。

尽管本公开的各个实施例的特定特征可能在一些附图中被示出，而在其他附图中没有被示出，但这仅仅是为了方便。根据本公开的原理，附图中示出的特定特征可以结合其他附图的特征来引用和/或要求保护。例如，下面的示例条款列表仅代表了根据本文描述的系统和方法可能的元素的一些可能组合。

a(i).一种光网络，包括：发射机部分，其被配置为通过数字光链路传输数字化符号流；映射单元，其布置在发射机部分内，并被配置为在通过数字光链路传输之前用映射码对所传输的数字化符号流进行编码；接收机部分，其被配置为恢复来自数字光链路的已编码符号流；以及解映射单元，其布置在接收机部分内，并被配置为将所恢复的已编码符号流映射到对应于在发射机部分处在由映射单元编码之前的数字化符号流的未编码数字化信号。

b(i).根据条款a(i)所述的系统，其中，所述发射机部分包括被配置为数字化输入模拟信号的模数转换器。

c(i).根据条款b(i)所述的系统，其中，所述模数转换器被配置为对所述输入模拟信号实现△-∑数字化。

d(i).根据条款c(i)所述的系统，其中，所述模数转换器布置在所述发射机部分内，使得所述输入模拟信号的△-∑数字化是在由所述映射单元对所传输的数字化流进行编码之前进行实现的。

e(i).根据条款c(i)所述的系统，其中，所述接收机部分包括被配置成将未编码数字化信号转换成所恢复的模拟信号的数模转换器。

f(i).根据条款e(i)所述的系统，其中，所述数模转换器被配置为对所述未编码数字化信号实现△-∑解调。

g(i).根据条款f(i)所述的系统，其中，所述数模转换器布置在所述接收机部分内，使得所述未编码数字化信号的△-∑解调是由所述解映射单元在映射所恢复的编码流之后进行实现的。

h(i).根据条款a(i)所述的系统，其中，所述系统被配置为根据DOCSIS3.1、Wi-Fi、WiMAX、UWB、LTE、和5G无线信号规范中的一个或更多个来传输信号。

i(i).根据条款a(i)所述的系统，其中，所述数字化符号流是根据OOK和PAM4信号格式中的至少一个而被数字化的。

a(ii).一种用于数字化信号的符号映射方法，该数字化信号包括具有高斯分布的符号幅度值的一系列所发射的符号，该方法包括下列步骤：对于该系列所发射的符号中的第一符号的至少一个输入出现，将该第一符号映射到该系列所发射的符号中的第二符号，其中，该第一符号具有第一符号幅度值，并且该第二符号作为大于该第一符号幅度值的第二符号幅度值；以及对于第二符号的至少一个出现，将第二符号映射到第一符号。

b(ii).根据条款a(ii)所述的方法，其中，在映射到所述第一符号和第二符号中的另一个符号之后，所述第一符号和第二符号的正负号保持不变。

c(ii).根据条款a(ii)所述的方法，还包括将扰码应用于第一符号和第二符号的每个输入出现的步骤。

d(ii).根据条款c(ii)所述的方法，其中，所述扰码包括具有实质上相等的出现概率的0和1值的周期性伪随机位流。

e(ii).根据条款d(ii)所述的方法，其中，对于第一输入符号的每次出现，当扰码具有1值时，第一符号被映射到第二符号，并且当扰码具有0值时，第一符号保持不变。

f(ii).根据条款c(ii)所述的方法，其中，扰码包括-1、0、和1值的周期性伪随机位流，其中，-1和1值每个具有25％的出现概率，并且其中，0值具有50％的出现概率。

g(ii).根据条款f(ii)所述的方法，其中，对于第一输入符号的每次出现，当扰码具有-1或1值时，第一符号被映射到第二符号，并且当扰码具有0值时，第一符号保持不变。

h(ii).根据条款g(ii)所述的方法，其中，对于第一符号到第二符号的每次映射，所映射的第一符号的符号幅度值将等于第二符号的符号幅度值，当扰码具有1值时，所映射的第一符号的正负号将保持不变，并且当扰码具有-1值时，所映射的第一符号的正负号将反转。

i(ii).根据条款a(ii)所述的方法，其中，在所述第二符号具有±3值时，所述第一符号具有±1值。

j(ii).根据条款a(ii)所述的方法，其中，所述一系列所发射的符号代表PAM4信号。

k(ii).根据条款a(ii)所述的方法，其中，所述数字化信号是DOCSIS3.1信号。

一些实施例涉及使用一个或更多个电子或计算设备。这样的设备通常包括处理器或控制器，诸如通用中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、微控制器、精简指令集计算机(RISC)处理器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑电路(PLC)、现场可编程门阵列(FPGA)、DSP设备、和/或能够执行本文描述的功能的任何其他电路或处理器。本文描述的过程可以被编码为体现在计算机可读介质中的可执行指令，该计算机可读介质包括但不限于储存设备和/或存储器设备。当这些指令由处理器执行时，使处理器执行本文描述的方法的至少一部分。上面的示例仅是示例性的，且因此并不旨在以任何方式限制术语“处理器”的定义和/或含义。

本书面描述使用示例来公开实施例，包括最佳模式，并且还使得本领域的任何技术人员能够实践这些实施例，包括制造和使用任何设备或系统以及执行任何结合的方法。本公开的专利性范围由权利要求限定，并且可以包括本领域技术人员想到的其他示例。如果这些其它示例具有与权利要求的字面语言没有不同的结构元件，或者如果它们包括与权利要求的字面语言没有实质性差异的等效结构元件，则这些其它示例旨在权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种光网络，包括：

发射机部分，其被配置为通过数字光链路传输数字化符号流；

映射单元，其布置在所述发射机部分内，并被配置为在通过所述数字光链路传输之前用映射码对所传输的数字化符号流进行编码；

接收机部分，其被配置为恢复来自所述数字光链路的已编码符号流；以及

解映射单元，其布置在所述接收机部分内，并被配置为将所恢复的已编码符号流映射到对应于在由所述映射单元编码之前在所述发射机部分处的所述数字化符号流的未编码数字化信号。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述发射机部分包括被配置为数字化输入模拟信号的模数转换器。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述模数转换器被配置为对所述输入模拟信号实现△-∑数字化。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述模数转换器布置在所述发射机部分内，使得所述输入模拟信号的所述△-∑数字化是在由所述映射单元对所传输的数字化流进行编码之前实现的。

5.根据权利要求3所述的系统，其中，所述接收机部分包括被配置成将所述未编码数字化信号转换成所恢复的模拟信号的数模转换器。

6.根据权利要求5所述的系统，其中，所述数模转换器被配置为对所述未编码数字化信号实现△-∑解调。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述数模转换器布置在所述接收机部分内，使得对所述未编码数字化信号的所述△-∑解调是在由所述解映射单元映射所恢复的编码流之后实现的。

8.根据权利要求1所述的系统，其中，所述系统被配置为根据DOCSIS3.1、Wi-Fi、WiMAX、UWB、LTE、和5G无线信号规范中的一个或更多个来传输信号。

9.根据权利要求1所述的系统，其中，所述数字化符号流根据OOK和PAM4信号格式中的至少一个被数字化。

10.一种用于数字化信号的符号映射方法，所述数字化信号包括具有高斯分布的符号幅度值的一系列所发射的符号，所述方法包括下列步骤：

对于所述一系列所发射的符号中的第一符号的至少一个输入出现，将所述第一符号映射到所述一系列所发射的符号中的第二符号，其中，所述第一符号具有第一符号幅度值，并且所述第二符号作为大于所述第一符号幅度值的第二符号幅度值；以及

对于所述第二符号的至少一个出现，将所述第二符号映射到所述第一符号。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，在映射到所述第一符号和第二符号中的另一个符号之后，所述第一符号和第二符号的正负号保持不变。

12.根据权利要求10所述的方法，还包括将扰码应用于所述第一符号和第二符号的每个输入出现的步骤。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述扰码包括具有实质上相等的出现概率的0和1值的周期性伪随机位流。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，对于所述第一输入符号的每次出现，当所述扰码具有1值时，所述第一符号被映射到所述第二符号，并且当所述扰码具有0值时，所述第一符号保持不变。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述扰码包括-1、0、和1值的周期性伪随机位流，其中，所述-1和1值每个具有25％的出现概率，并且其中，所述0值具有50％的出现概率。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，对于所述第一输入符号的每次出现，当所述扰码具有-1或1值时，所述第一符号被映射到所述第二符号，并且当所述扰码具有0值时，所述第一符号保持不变。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，对于所述第一符号到所述第二符号的每次映射，所映射的第一符号的符号幅度值将等于所述第二符号的符号幅度值，当所述扰码具有1值时，所映射的第一符号的正负号将保持不变，并且当所述扰码具有-1值时，所映射的第一符号的正负号将反转。

18.根据权利要求10所述的方法，其中，在所述第二符号具有±3值时，所述第一符号具有±1值。

19.根据权利要求10所述的方法，其中，所述一系列所发射的符号代表PAM4信号。

20.根据权利要求10所述的方法，其中，所述数字化信号是DOCSIS3.1信号。