CN110429883A - 交流电机的谐波电流抑制 - Google Patents
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- 230000008030 elimination Effects 0.000 title abstract 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 title abstract 2
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 61
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 74
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 44
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 14
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims description 3
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 abstract 3
- 238000011017 operating method Methods 0.000 abstract 2
- 238000009790 rate-determining step (RDS) Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/50—Reduction of harmonics
-
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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Abstract
本发明涉及交流电机的谐波电流抑制。本发明的交流电机的谐波电流抑制方法包括：第一坐标变换操作步骤，基波控制步骤：对第一d/q轴电流的第一直流分量进行基波控制以输出相应的基波电压，谐波控制步骤：将所述第一d/q轴电流的谐波分量提取出来、以及针对提取的谐波分量进行谐波抑制控制以至于输出相应的谐波抑制电压，合并步骤以及第一坐标逆变换操作步骤；其中所述谐波抑制控制相对所述基波控制解耦地进行。本发明的谐波电流抑制方法和电机控制器能实现良好的抑制效果。
Description
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，涉及一种交流电机的谐波电流抑制方法以及用于实现该谐波电流抑制方法的计算机可读存储介质，还涉及一种电机控制器和电机控制装置。
背景技术
交流电机绕组的电势中，除了基波外还存在由主极磁场在空间的非正弦分布和例如定子表面开槽引起的谐波电势，该谐波电势导致差生谐波电流，谐波电流会与基波反电势相互作用会引起转矩脉动等现象，从而降低电机性能、引起噪音。
因此，在交流电机领域，一直致力于抑制谐波电流以提高电机性能。
发明内容
本发明的目的在于，抑制交流电机中的谐波电流。
为实现以上目的或者其他目的，本发明提供以下技术方案。
按照本发明的第一方面，提供一种交流电机的谐波电流抑制方法，其中，包括：
第一坐标变换操作步骤：将接收的在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流在基波用dq旋转坐标系下进行变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流，其中，所述第一d/q轴电流包含有对应于基波的第一直流分量和对应于将要抑制的谐波的谐波分量；
基波控制步骤：对所述第一d/q轴电流的第一直流分量进行基波控制以输出相应的基波电压；
谐波控制步骤：将所述第一d/q轴电流的谐波分量提取出来，以及针对提取的谐波分量进行谐波抑制控制以至于输出相应的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制控制相对所述基波控制解耦地进行；
合并步骤：将所述谐波抑制电压与所述基波电压相加；以及
第一坐标逆变换操作步骤：将相加得到的在基波用dq旋转坐标系下表示的电压在第一坐标系下进行变换，以得到在第一坐标系下表示的控制电压信号。
根据本发明一实施例的谐波电流抑制方法，其中，在所述第一坐标系中，第一坐标轴与所述交流电机的A相定子的轴线相重合，第二坐标轴垂直于第一坐标轴；
其中，在第一坐标变换操作步骤之前，还预先地将接收的定子电流从abc坐标系下转换至第一坐标系下进行表示，得到第一坐标系下表示的定子电流，其中，abc坐标系的a轴、b轴和c轴分别对应所述交流电机的A相定子的轴线、B相定子的轴线和C相定子的轴线。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述基波用dq旋转坐标系与所述交流电机的转子同步转动，取转子磁场方向为所述基波用dq旋转坐标系的d轴，取垂直于转子磁场方向为所述基波用dq旋转坐标系的q轴。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，在所述基波控制步骤中，所述第一直流分量和第一参考电流被输入至第一比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第一直流分量趋于跟随所述第一参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在基波用dq旋转坐标系下表示的基波电压。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述定子电流包含有基波分量和N倍频的谐波分量，所述第一d/q轴电流相应地包含有第一直流分量和（N-1）倍频的谐波分量，N为大于或等于5的奇数。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述谐波控制步骤包括：
谐波电流提取子步骤：使用高通滤波器提取在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流中的（N-1）倍频的谐波分量，得到在基波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第二d/q轴电流，其中，所述第二d/q轴电流包含有（N-1）倍频的谐波分量且不包含有第一直流分量；以及
第二坐标变换操作子步骤：将所述第一谐波电流在N次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而换算得到在N次谐波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第三d/q轴电流，其中，所述第三d/q轴电流包含有从（N-1）倍频的谐波分量换算得到的第二直流分量，所述N次谐波用dq旋转坐标系是被预先地建立；以及
第二直流分量提取子步骤：提取所述第三d/q轴电流中的第二直流分量以得到在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流分量。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述谐波控制步骤还包括：
谐波电流抑制子步骤：所述第二直流分量和第二参考电流被输入至第二比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第二直流分量趋于跟随所述第二参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流电压；以及
第二坐标逆变换操作子步骤：将所述N次谐波直流电压在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制电压包含有在基波用dq旋转坐标系下表示的（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，在第二坐标逆变换操作子步骤中，还进行角度延迟补偿处理，以补偿所述谐波控制过程所产生的延迟。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，在所述合并步骤中，相加得到在基波用dq旋转坐标系下的d/q电压，其中，该d/q电压包含有基波电压分量和（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述第二参考电流等于0。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，在所述第一坐标逆变换操作步骤中，还进行角度延迟补偿处理，以补偿所述基波控制过程所产生的延迟。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述谐波电流抑制方法通过闭环控制来自动实现。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，还包括步骤：
将所述控制电压信号施加到空间矢量脉宽调制控制器上以产生用于控制所述交流电机的PWM波形。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的谐波电流抑制方法，其中，所述交流电机为三相交流电机，或者进一步地为用来驱动车辆行驶的永磁同步电机。
按照本发明的第二方面，提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序可被处理器执行以实现以上任一所述方法的步骤。
按照本发明的第三方面，提供一种电机控制器，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述程序时实现以上任一所述方法的步骤。
按照本发明的第四方面，提供一种电机控制装置，其包括：
定子电流感测装置，其用于感测并获得在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流；
电机控制器，其被配置有：
第一坐标变换单元，其用于将接收的在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流在基波用dq旋转坐标系下进行变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流，其中，所述第一d/q轴电流包含有对应于基波的第一直流分量和对应于将要抑制的谐波的谐波分量；
基波控制单元，其用于对所述第一d/q轴电流的第一直流分量进行基波控制以输出相应的基波电压；
谐波控制单元，其用于将所述第一d/q轴电流的谐波分量提取出来、以及针对提取的谐波分量进行谐波抑制控制以至于输出相应的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制控制相对所述基波控制解耦地进行；
合并单元，将所述谐波抑制电压与所述基波电压相加；以及
第一坐标逆变换单元，其用于将相加得到的在基波用dq旋转坐标系下表示的电压在第一坐标系下进行变换以得到在第一坐标系下表示的控制电压信号。
根据本发明一实施例的电机控制装置，其中，所述基波控制单元包含有第一比例-积分控制器，其中，所述第一直流分量和第一参考电流被输入至第一比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第一直流分量趋于跟随所述第一参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在基波用dq旋转坐标系下表示的基波电压。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的电机控制装置，其中，所述定子电流包含有基波分量和N倍频的谐波分量，所述第一d/q轴电流相应地包含有第一直流分量和（N-1）倍频的谐波分量，N为大于或等于5的奇数；
其中，所述谐波控制单元被配置有：
高通滤波器，其用于提取在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流中的（N-1）倍频的谐波分量以至于得到在基波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第二d/q轴电流，其中，所述第二d/q轴电流包含有（N-1）倍频的谐波分量且不包含有第一直流分量；
第二坐标变换模块，其用于将所述第一谐波电流在N次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以至于换算得到在N次谐波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第三d/q轴电流，其中，所述第三d/q轴电流包含有从（N-1）倍频的谐波分量换算得到的第二直流分量；以及
低通滤波器，其用于提取所述第三d/q轴电流中的第二直流分量以得到在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流分量。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的电机控制装置，其中，所述谐波控制单元还被配置有：
第二比例-积分控制器，其中，所述第二直流分量和第二参考电流被输入至第二比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第二直流分量趋于跟随所述第二参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流电压；以及
第二坐标逆变换模块，其用于将所述N次谐波直流电压在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的谐波抑制电压，其中所述谐波抑制电压包含有在基波用dq旋转坐标系下表示的（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的电机控制装置，其中，所述电机控制器还被配置有：
空间矢量脉宽调制控制器，其用于基于所述控制电压信号产生用于控制所述交流电机的PWM波形。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的电机控制装置，其中，还包括存储器：其用来存储预先建立的基波用dq旋转坐标系和N次谐波用dq旋转坐标系。
根据本发明又一实施例或以上任一实施例的电机控制装置，其中，所述交流电机为三相交流电机，或者进一步地为用来驱动车辆行驶的永磁同步电机。
根据以下描述和附图本发明的以上特征和操作将变得更加显而易见。
附图说明
从结合附图的以下详细说明中，将会使本发明的上述和其他目的及优点更加完整清楚，其中，相同或相似的要素采用相同的标号表示。
图1是按照本发明一实施例的电机控制装置的模块结构示意图，其中同时示意了本发明一实施例的电机控制器。
图2示意建立的基波用dq旋转坐标系、5次谐波用dq旋转坐标系、7次谐波用dq旋转坐标系中的d轴之间的关系。
图3是按照本发明一实施例的交流电机的谐波电流抑制方法的流程图。
具体实施方式
现在将参照附图更加完全地描述本发明，附图中示出了本发明的示例性实施例。但是，本发明可按照很多不同的形式实现，并且不应该被理解为限制于这里阐述的实施例。相反，提供这些实施例使得本公开变得彻底和完整，并将本发明的构思完全传递给本领域技术人员。附图中，相同的标号指代相同的元件或部件，因此，将省略对它们的描述。
附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以采用软件形式来实现这些功能实体，或者在一个或多个处理器装置、微控制器、集成电路中实现这些功能实体。
下文参考根据本发明实施例的方法、系统和装置的流程图说明、框图和/或流程图来描述本发明。将理解这些流程图说明和/或框图的每个框、以及流程图说明和/或框图的组合可以由计算机程序指令来实现。可以将这些计算机程序指令提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理设备的处理器以构成机器，以便由计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的这些指令创建用于实施这些流程图和/或框和/或一个或多个流程框图中指定的功能/操作的部件。
可以将这些计算机程序指令存储在计算机可读存储器中，这些指令可以指示计算机或其他可编程处理器以特定方式实现功能，以便存储在计算机可读存储器中的这些指令构成包含实施流程图和/或框图的一个或多个框中指定的功能/操作的指令部件的制作产品。
可以将这些计算机程序指令加载到计算机或其他可编程数据处理器上以使一系列的操作步骤在计算机或其他可编程处理器上执行，以便构成计算机实现的进程，以使计算机或其他可编程数据处理器上执行的这些指令提供用于实施此流程图和/或框图的一个或多个框中指定的功能或操作的步骤。还应该注意在一些备选实现中，框中所示的功能/操作可以不按流程图所示的次序来发生。例如，依次示出的两个框实际可以基本同时地执行或这些框有时可以按逆序执行，具体取决于所涉及的功能/操作。
图1所示为按照本发明一实施例的电机控制装置的模块结构示意图，其中同时示意了本发明一实施例的电机控制器；图2示意建立的基波用dq旋转坐标系、5次谐波用dq旋转坐标系、7次谐波用dq旋转坐标系中的d轴之间的关系；图3所示为按照本发明一实施例的交流电机的谐波电流抑制方法的流程图。以下结合图1至图3示例说明本发明实施例的电机控制装置10、电机控制器100和谐波电流抑制方法。
首先以用于驱动汽车行驶的永磁同步电机（其为一种三相交流电机）为例示例，说明本发明图3所示实施例的谐波电流抑制方法以及图1所示实施例的电机控制器100和电机控制装置10相应的工作原理。
如图3所示，步骤S310，预先地建立基波用dq旋转坐标系、5次谐波用dq旋转坐标系和7次谐波用dq旋转坐标系。
首先需要说明的是，在电机的转子上，一般地已经建立了一个坐标系，该坐标系与转子同步转动，取转子磁场方向为d轴，取垂直于转子磁场方向的方向为q轴，d轴和q轴即为该坐标系的坐标轴，电机的数学模型可以变换到此坐标系下。d-q轴反映了该坐标系，因此，可以称其为d-q轴坐标系，该d-q轴坐标系可以用作基波用dq旋转坐标系。
如图2所示，A轴、B轴和C轴分别表示三相电机的A、B、C相定子的轴线，它们建立了相应的坐标系，其中示出了建立的坐标系中的d轴（q轴可以类推地标示出来）；其中，图2(a)表示初始状态下或初始时刻基波用dq旋转坐标系的坐标轴d、5次谐波用dq旋转坐标系的坐标轴d(-5th)、7次谐波用dq旋转坐标系的坐标轴d7th相对A轴、B轴和C轴的定位关系，图2(b)表示某一时刻坐标轴d、d(-5th)、d7th相对A轴、B轴和C轴的定位关系。如图 2(a)和图 2(b)所示，从初始时刻至上述某一时刻，因为转子的转动，坐标轴d相对初始状态正向旋转角度θ，坐标轴d(-5th)相对初始状态负向旋转角度-5θ，坐标轴d7th相对初始状态正向旋转角度7θ。
基于以上图2的示例说明，将可以基于例如基波用dq旋转坐标系建立相应的5次谐波用dq旋转坐标系和7次谐波用dq旋转坐标系，当然可以其他次谐波用的dq旋转坐标系。
需要说明的是，以上建立的基波用dq旋转坐标系、5次谐波用dq旋转坐标系和7次谐波用dq旋转坐标系可以被存储在电机控制器100或电机控制装置10的存储器中，其可以在后续步骤中被使用。
继续如图3和图1所示，步骤S320，接收由例如由定子电流感测装置11（例如，电流传感器）所感测的三相定子电流i abc，即i a(1,-5,+7)、i b(1,-5,+7)、i c(1,-5,+7)；其中，i a(1,-5,+7)表示在坐标系下的轴电流，其包含有基准频的基波分量（通过括号中的数字“1”表示）、负5倍频的谐波分量（通过括号中的数字“-5”表示）和7倍频的谐波分量（通过括号中的数字“+7”表示）；i b(1,-5,+7)表示在坐标系下的轴电流，其包含有基准频的基波分量、负5倍频的谐波分量和7倍频的谐波分量；i c(1,-5,+7)表示在坐标系下的轴电流，其包含有基准频的基波分量、负5倍频的谐波分量和7倍频的谐波分量。其中，abc坐标系的a轴、b轴和c轴分别对应交流电机的A相定子的轴线、B相定子的轴线和C相定子的轴线，即分别如图1所示的A轴、B轴和C轴。
优选地，为方便以下步骤S330的变换操作，在以下的步骤S330的变换操作步骤之前，还预先地将接收的定子电流从abc坐标系下转换至-坐标系下进行表示，得到-坐标系表示的定子电流，即如图1所示的 、 ；其中， 表示在-坐标系下的轴电流，其包含有基准频的基波分量（通过括号中的数字“1”表示）、负5倍频的谐波分量（通过括号中的数字“-5”表示）和7倍频的谐波分量（通过括号中的数字“+7”表示）； 表示在-坐标系下的轴电流，其包含有基准频的基波分量、负5倍频的谐波分量）和7倍频的谐波分量；其中，在-坐标系中，轴与图2中的A轴重合，轴垂直于图2中的A轴。在图1中，-坐标系以“”缩略表示。
将理解，以上接收的定子电流示例地包含相对突出的负5倍频的谐波分量和7倍频的谐波分量；根据不同的谐波特性，可能接收的定子电流所包含的谐波分量是不同的，其可以包含更多谐波分量（例如例如负11倍频的谐波分量、13倍频的谐波分量等）。在本发明的以下实施例的教导下，本领域技术人员将理解如何抑制其他倍频次的谐波的谐波电流。
继续如图3和图1所示，步骤S330，将接收的定子电流 、 在基波用dq旋转坐标系下进行变换，从而实现定子电流 、 从-坐标系系变换至基波用dq旋转坐标系下进行表示，获得在基波用dq旋转坐标系下的电流 、 ；其中，电流 表示在基波用dq旋转坐标系下的d轴电流，其包含有直流分量（通过括号中的数字“0”表示）、负六倍频的谐波分量（通过括号中的数字“-6”表示）和六倍频的谐波分量（通过括号中的数字“+6”表示）；电流 表示在基波用dq旋转坐标系下的q轴电流，其包含有直流分量（通过括号中的数字“0”表示）、负六倍频的谐波分量（通过括号中的数字“-6”表示）和六倍频的谐波分量（通过括号中的数字“+6”表示）。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，电机控制器100的第一坐标变换单元110中的“”即表示步骤S330中的变换操作。
继续如图3和图1所示，步骤S340，将电流 、 进行基波控制以输出相应的基波电压，该基波控制是相对以下步骤S350中的谐波控制解耦地进行，也就是说，该基波控制是独立地对基波进行闭环控制；这样，基波控制相对更为准确。
在该步骤中，主要是将电流、的直流分量、（其反映基波电流）进行比例-积分（PI）调节控制，示例地，电流 、 与参考电流 、输入如图1所示的第一PI控制器121的不同输入端，第一PI控制器121输出相应的在基波用dq旋转坐标系下表示的基波电压，即 、。
其中， 表示在基波用dq旋转坐标系下的d轴电流的直流分量， 表示在基波用dq旋转坐标系下的q轴电流的直流分量， 表示在基波用dq旋转坐标系下的d轴参考电流，表示在基波用dq旋转坐标系下的q轴参考电流； 表示在基波用dq旋转坐标系下的d轴直流电压， 表示在基波用dq旋转坐标系下的q轴直流电压。将理解，参考电流 、 具体大小可以取决于输入电机的相应控制参数。
在该步骤S340中，第一PI控制器121输出的基波电压 、将后续影响定子电流，进而输出的基波电压 、在某种程度上通过电流 、的直流分量 、 反馈输入第一PI控制器121，因此，可以形成闭环控制。第一PI控制器121将反馈输入的直流分量 、 持续进行比例-积分调节控制使直流分量 、趋于跟随参考电流 、 ，甚至最后等于参考电流 、 ，从而第一PI控制器121输出的基波电压 、可以响应于控制指令实现电机精确控制。
以上步骤S340主要地通过如图1所示的电机控制器100的基波控制单元120完成，具体通过基波控制单元120的第一PI控制器121来实现。
继续如图3和图1所示，步骤S350，将电流 、 进行谐波控制以输出相应的谐波抑制电压，该谐波控制是相对以上步骤S340中的基波控制解耦地进行，例如，它们是通过不同的PI控制器来分别地实现的。该步骤S350主要地通过如图1所示的电机控制器100的谐波控制单元130完成。
具体地，步骤S350包括以下步骤S351 至S355。
首先，步骤S351，使用例如高通滤波器（HPF）132提取电流 、中的谐波分量（其反映谐波电流），从而，高通滤波器132可以输出电流、；其中， 表示在基波用dq旋转坐标系下的d轴电流的负六倍频的谐波分量和正六倍频的谐波分量， 表示在基波用dq旋转坐标系下的q轴电流的负六倍频的谐波分量和正六倍频的谐波分量。
其中，高通滤波器132可以基于以下关系式（1）提取电流 、中的谐波分量：
；
其中，s是拉普拉斯算子，ωc表示滤波器截止角频率。
进一步，步骤S352a，将谐波电流 、 在5次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而把谐波电流 、 从基波用dq旋转坐标系的坐标轴d/q上分别换算到5次谐波用dq旋转坐标系下的坐标轴d(-5th)/q(-5th)上，得到谐波电流 、 ；其中，表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的d轴电流，其包含直流分量（通过括号中的数字“0”表示）和负十二倍频的谐波分量（通过括号中的数字“-12”表示）， 表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的q轴电流，其包含直流分量和负十二倍频的谐波分量。
在该步骤S352a中，上述坐标变换具体可以通过以下关系式（2）中的关系式（2-1）实现：
；
其中，C dq/dq-5 表示从基波用dq旋转坐标系到5次谐波用dq旋转坐标系的旋转变换，C dq/dq7 表示从基波用dq旋转坐标系到7次谐波用dq旋转坐标系的旋转变换，6θ表示旋转角度。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，5次谐波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，电机控制器100的第二坐标变换模块133a中的“”即表示步骤S352a中的变换操作。
步骤S352b，将谐波电流 、 在7次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而把谐波电流、从基波用dq旋转坐标系的坐标轴d/q上分别换算到7次谐波用dq旋转坐标系下的坐标轴dth/qth上，得到谐波电流、；其中，表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的d轴电流，其包含直流分量（通过括号中的数字“0”表示）和正十二倍频的谐波分量（通过括号中的数字“+12”表示），表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的q轴电流，其包含直流分量和正十二倍频的谐波分量。
在该步骤S352b中 ，上述坐标变换具体可以通过以上关系式（2）中的关系式（2-2）实现。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，7次谐波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，电机控制器100的谐波控制单元130的第二坐标变换模块133b中的“”即表示步骤S352b中的变换操作。
需要说明的是，步骤S352a和S352b可以基本同步地进行。
继续如图3和图1所示，步骤S353a，使用例如低通滤波器（LPF）134a对谐波电流 、 进行处理以获得对应5次谐波的直流分量（以下简称为“5次谐波直流分量”），即，5次谐波直流分量 、 ；其中， 表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的d轴电流的5次谐波直流分量， 表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的q轴电流的5次谐波直流分量。
继续如图3和图1所示，步骤S353b，使用例如低通滤波器（LPF）134b对谐波电流 、 进行处理以获得对应7次谐波的直流分量（以下简称为“7次谐波直流分量”），即，7次谐波直流分量 、 ；其中， 表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的d轴电流的7次谐波直流分量， 表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的q轴电流的7次谐波直流分量。
需要说明的是，以上步骤S351、S352a、S352b、S353a、S353b主要地实现谐波直流分量的提取功能，其通过如图1的谐波控制单元130的谐波提取子单元131完成。
继续如图3和图1所示，步骤S354a，使用例如第二PI控制器142a对以上步骤S353a所提取的5次谐波直流分量 、 进行比例-积分（PI）调节控制，示例地，5次谐波直流分量 、 与参考电流 、输入如图1所示的第二PI控制器142a的不同输入端， 第二PI控制器142a输出相应的5次谐波直流电压、；其中， 表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的d轴参考电流，表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的q轴参考电流，表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的对应d轴的5次谐波直流电压，表示在5次谐波用dq旋转坐标系下的对应q轴的5次谐波直流电压。
其中，参考电流 、 的具体大小可以取决于对谐波电流的抑制程度大小，例如，可以对它们取0值并设置在第二PI控制器142a中，尽可能地完全抑制5次谐波所导致的谐波电流。
在该步骤S354a中，第二PI控制器142a输出的谐波直流电压、将后续影响PWM控制电压信号进而影响定子电流，进而输出的谐波直流电压、在某种程度上通过提取的5次谐波直流分量 、 反馈输入第二PI控制器142a，因此，可以形成闭环控制。第二PI控制器142a将反馈输入的5次谐波直流分量 、持续进行比例-积分调节控制使谐波直流分量 、趋于跟随参考电流 、 ，甚至最后等于参考电流 、 （例如等于0），从而第二PI控制器142a实现了良好的谐波电流抑制效果。并且需要理解的是，该步骤S354a可以在单独的第二PI控制器142a中对5次谐波直流分量 、解耦地调节控制，容易获得良好的抑制效果。
以上步骤S354a主要地通过如图1所示的谐波控制单元130的谐波抑制子单元141完成，具体通过谐波抑制子单元141的第二PI控制器142a来实现。
继续如图3和图1所示，步骤S354b，使用例如第三PI控制器142b对以上步骤所提取的7次谐波直流分量 、 进行比例-积分（PI）调节控制，示例地，7次谐波直流分量 、 与参考电流 、输入如图1所示的第三PI控制器142b的不同输入端， 第三PI控制器142b输出得到7次谐波直流电压、；其中， 表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的d轴参考电流，表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的q轴参考电流，表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的对应d轴的7次谐波直流电压，表示在7次谐波用dq旋转坐标系下的对应q轴的7次谐波直流电压。
其中，参考电流 、 的具体大小可以取决于对谐波电流的抑制程度大小，例如，可以对它们取0值并设置在第三PI控制器142b中，尽可能地完全抑制7次谐波所导致的谐波电流。
在该步骤S354b中，第三PI控制器142b输出的谐波直流电压、将后续影响PWM控制电压信号进而影响定子电流，进而输出的谐波直流电压、在某种程度上通过提取的7次谐波直流分量 、 反馈输入第三PI控制器142b，因此，可以形成闭环控制。第三PI控制器142b将反馈输入的7次谐波直流分量 、持续进行比例-积分调节控制使谐波直流分量 、趋于跟随参考电流 、 ，甚至最后等于参考电流 、 （例如等于0），从而第三PI控制器142b实现了良好的谐波电流抑制效果。并且需要理解的是，该步骤S354b可以在单独的第三PI控制器142b中对7次谐波直流分量 、解耦地调节控制，容易获得良好的抑制效果。
以上步骤S354b主要地通过如图1所示的谐波控制单元130的谐波抑制子单元141完成，具体通过谐波抑制子单元141的第三PI控制器142b来实现。
继续如图3和图1所示，步骤S355a，将5次谐波直流电压、在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而把5次谐波直流电压、从5次谐波用dq旋转坐标系的坐标轴d(-5th)/q(-5th)上分别换算到基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴d/q的谐波抑制电压、 ，其中，表示基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴d的负六倍频的谐波抑制电压分量，表示基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴q的负六倍频的谐波抑制电压分量。
在该步骤S355a中，以上坐标变换具体可以通过关系式（3）中的关系式（3-2）实现：
；
其中，C dq-5/dq 表示从5次谐波用dq旋转坐标系到基波用dq旋转坐标系的旋转变换，C dq-7/dq 表示从7次谐波用dq旋转坐标系到基波用dq旋转坐标系的旋转变换，6θ表示旋转角度。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，5次谐波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，电机控制器100中的第二坐标逆变换模块143a中的“”即表示步骤S355a中的变换操作，该变换操作相对步骤S352a中的变换操作是一种逆向变换过程。
继续如图3和图1所示，步骤S355b，将7次谐波直流电压、在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而把7次谐波直流电压、从7次谐波用dq旋转坐标系的坐标轴d7th上分别换算到基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴d的谐波抑制电压、 ，其中，表示基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴d的正六倍频的谐波抑制电压分量，表示基波用dq旋转坐标系下的对应坐标轴q的正六倍频的谐波抑制电压分量。
在该步骤中，以上坐标变换具体可以通过以上关系式（3）中的关系式（3-1）实现。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，7次谐波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，电机控制器100中的第二坐标逆变换模块143b中的“”即表示步骤S355b中的变换操作，该变换操作相对步骤S352b中的变换操作是一种逆向变换过程。
在一实施例中，步骤S355a和S355b还进行角度延迟补偿处理，以补偿上述谐波控制过程所产生的延迟，具体地，基于以下关系式（4）进行角度延迟补偿处理：
；
其中，θcom表示针对谐波补偿的角度，例如，θcom5表示针对5次谐波所补偿的角度，θcom7表示针对5次谐波所补偿的角度，6ω表示6倍的转子角频率，Tdelay表示数字控制器的电压输出延迟（例如从电流采样到电压输出更新的延迟）。
进一步地，继续如图3和图1所示，步骤S360，将谐波抑制电压、 、、 与第一PI控制器输出的基波电压 、相加，得到电压、；其中，表示表示在基波用dq旋转坐标系下的对应d轴的电压，其包含有直流电压分量（通过括号中的数字“0”表示）、负六倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“-6”表示）和六倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“+6”表示）；表示在基波用dq旋转坐标系下的对应q轴的电压，其包含有直流电压分量（通过括号中的数字“0”表示）、负六倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“-6”表示）和六倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“+6”表示）。
该步骤S360具体可以通过合并单元140完成，合并单元140具体例如可以通过加法器等实现。
继续如图3和图1所示，步骤S370，将电压、从基波用dq旋转坐标系变换到-坐标系下，从而变换得到电压、；其中，表示在-坐标系下的轴电压，其包含有基准频的基波分量（通过括号中的数字“1”表示）、负5倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“-5”表示）和7倍频的波抑制电压分量（通过括号中的数字“+7”表示）；表示在-坐标系下的轴电压，其包含有基准频的基波分量（通过括号中的数字“1”表示）、负5倍频的谐波抑制电压分量（通过括号中的数字“-5”表示）和7倍频的波抑制电压分量（通过括号中的数字“+7”表示）。
在该步骤S370中，还可以针对电压、进行角度延迟补偿处理，以补偿上述基波控制过程所产生的延迟，具体地，基于以下关系式（5）进行角度延迟补偿处理：
；
其中，θcom1表示针对基波补偿的角度，ω表示转子角频率，Tdelay表示数字控制器的电压输出延迟（例如从电流采样到电压输出更新的延迟）。
将理解，以上谐波抑制电压分量能够有效地抑制谐波反电势。
该步骤S370具体可以通过第一坐标逆变换单元150完成，合并单元140具体例如可以通过加法器等实现。在图1中，基波用dq旋转坐标系以“”缩略表示，-坐标系以“”缩略表示，电机控制器100的第一坐标逆变换单元150中的“”即表示步骤S370中的变换操作，该变换操作相对步骤S330中的变换操作是一种逆向变换过程。
继续如图3和图1所示，步骤S380，将电压、施加到空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)控制器160上以产生用于控制永磁同步电机的PWM波形。电机控制器100可以将该PWM波形施加于电机并产生或影响定子电流。
从以上步骤S380可以返回到步骤S320，从而形成闭环控制，该闭环控制过程中，可以使第一PI控制器121、第二PI控制器142a和第三闭环控制器142b控制其反馈输入量不断趋于设定或输入的参考值，提高驱动控制精度并持续抑制谐波电流。
本发明以上实施例的谐波电流抑制方法和电机控制器100中，通过在各自谐波的旋转坐标系下提取谐波电流，实现了基波与谐波电流的解耦控制，谐波抑制效果好；并且无需关心反电势谐波的幅度和相位，通过闭环控制自动实现谐波电流的抑制，从而减三相交流电机的力矩波动来提高电机性能、降低噪声。本发明通过在各自谐波的旋转坐标系下提取谐波电流，实现了基波与谐波电流的解耦控制。
尽管以上实施例是针对5次谐波和7次谐波来示例进行说明的，本领域技术人员在上述详细示例的教导下，将能够类推地实现其他次谐波（例如11次谐波、13次谐波）的抑制操作，例如为N次谐波建立相应的N次谐波用dq旋转坐标系，对该N次谐波同样解耦地进行坐标变换以提取谐波电流、并设置类似的PI控制器进行谐波电流抑制操作等。
尽管以上实施例是基于具体为永磁同步电机的三相交流电机为示例进行说明的，本领域技术人员在上述详细示例的教导下，将能够类推地上述谐波抑制原理类推地应用到其他相交流电机或其他类型的交流电机中。
如本领域的技术人员将理解，本发明的一方面可体现为系统、方法或计算机程序产品。因此，本发明的一方面可采用以下形式：全硬件实施方案、全软件实施方案(包括固件、常驻软件、微码等)，或者在本文中一般可全部被称为“服务”、“电路”、“电路系统”、“模块”和/或“处理系统”的组合了软件和硬件方面的实施方案。此外，本发明的一方面可采用体现在其上实施有计算机可读程序代码的一个或多个计算机可读介质中的计算机程序产品的形式。
计算机程序指令可提供到通用计算机的处理器、专用计算机的处理器，诸如，图像处理器或其他可编程数据处理设备以生产机器，使得经由计算机的处理器或其他可编程数据处理设备执行的指令创建用于实施流程图和/或框图的一个或多个框中指定的功能/动作的方式。
计算机程序指令也可加载到计算机、其他可编程数据处理设备或其他装置上，以致使在计算机、其他可编程设备或其他装置上执行一系列操作步骤，以便产生计算机实施的过程，使得在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实施本文中指定的功能和动作的过程。
还应该注意在一些备选实现中，框中所示的功能/操作可以不按流程图所示的次序来发生。例如，依次示出的两个框实际可以基本同时地执行或这些框有时可以按逆序执行，具体取决于所涉及的功能/操作。虽然示出、公开和要求了特定步骤顺序，但应了解步骤可以任何次序实施、分离或组合，除非另外指明，且仍将受益于本公开。
本说明书使用实例来公开本发明，包括最佳模式，并且也使本领域的任何技术人员能够实践本发明，包括制作和使用任何装置或系统以及执行任何所涵盖的方法。
Claims (23)
1.一种交流电机的谐波电流抑制方法，其特征在于，包括：
第一坐标变换操作步骤：将接收的在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流在基波用dq旋转坐标系下进行变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流，其中，所述第一d/q轴电流包含有对应于基波的第一直流分量和对应于将要抑制的谐波的谐波分量；
基波控制步骤：对所述第一d/q轴电流的第一直流分量进行基波控制以输出相应的基波电压；
谐波控制步骤：将所述第一d/q轴电流的谐波分量提取出来，以及针对提取的谐波分量进行谐波抑制控制以至于输出相应的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制控制相对所述基波控制解耦地进行；
合并步骤：将所述谐波抑制电压与所述基波电压相加；以及
第一坐标逆变换操作步骤：将相加得到的在基波用dq旋转坐标系下表示的电压在第一坐标系下进行变换，以得到在第一坐标系下表示的控制电压信号。
2.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，在所述第一坐标系中，第一坐标轴与所述交流电机的A相定子的轴线相重合，第二坐标轴垂直于第一坐标轴；
其中，在第一坐标变换操作步骤之前，还预先地将接收的定子电流从abc坐标系下转换至第一坐标系下进行表示，得到第一坐标系下表示的定子电流，其中，abc坐标系的a轴、b轴和c轴分别对应所述交流电机的A相定子的轴线、B相定子的轴线和C相定子的轴线。
3.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述基波用dq旋转坐标系与所述交流电机的转子同步转动，取转子磁场方向为所述基波用dq旋转坐标系的d轴，取垂直于转子磁场方向为所述基波用dq旋转坐标系的q轴。
4.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，在所述基波控制步骤中，所述第一直流分量和第一参考电流被输入至第一比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第一直流分量趋于跟随所述第一参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在基波用dq旋转坐标系下表示的基波电压。
5.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述定子电流包含有基波分量和N倍频的谐波分量，所述第一d/q轴电流相应地包含有第一直流分量和（N-1）倍频的谐波分量，N为大于或等于5的奇数。
6.如权利要求4所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述谐波控制步骤包括：
谐波电流提取子步骤：使用高通滤波器提取在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流中的（N-1）倍频的谐波分量，得到在基波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第二d/q轴电流，其中，所述第二d/q轴电流包含有（N-1）倍频的谐波分量且不包含有第一直流分量；以及
第二坐标变换操作子步骤：将所述第一谐波电流在N次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，从而换算得到在N次谐波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第三d/q轴电流，其中，所述第三d/q轴电流包含有从（N-1）倍频的谐波分量换算得到的第二直流分量，所述N次谐波用dq旋转坐标系是被预先地建立；以及
第二直流分量提取子步骤：提取所述第三d/q轴电流中的第二直流分量以得到在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流分量。
7.如权利要求6所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述谐波控制步骤还包括：
谐波电流抑制子步骤：所述第二直流分量和第二参考电流被输入至第二比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第二直流分量趋于跟随所述第二参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流电压；以及
第二坐标逆变换操作子步骤：将所述N次谐波直流电压在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制电压包含有在基波用dq旋转坐标系下表示的（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
8.如权利要求7所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，在第二坐标逆变换操作子步骤中，还进行角度延迟补偿处理，以补偿所述谐波控制过程所产生的延迟。
9.如权利要求7所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，在所述合并步骤中，相加得到在基波用dq旋转坐标系下的d/q电压，其中，该d/q电压包含有基波电压分量和（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
10.如权利要求7所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述第二参考电流等于0。
11.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，在所述第一坐标逆变换操作步骤中，还进行角度延迟补偿处理，以补偿所述基波控制过程所产生的延迟。
12.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述谐波电流抑制方法通过闭环控制来自动实现。
13.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，还包括步骤：
将所述控制电压信号施加到空间矢量脉宽调制控制器上以产生用于控制所述交流电机的PWM波形。
14.如权利要求1所述的谐波电流抑制方法，其特征在于，所述交流电机为三相交流电机，或者进一步地为用来驱动车辆行驶的永磁同步电机。
15.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序可被处理器执行以实现如权利要求1至14中任一项所述方法的步骤。
16.一种电机控制器，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器运行所述程序时实现如权利要求1-14中任一项所述方法的步骤。
17.一种电机控制装置，包括：
定子电流感测装置，其用于感测并获得在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流；
电机控制器，其被配置有：
第一坐标变换单元，其用于将接收的在第一坐标系下表示的交流电机的定子电流在基波用dq旋转坐标系下进行变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流，其中，所述第一d/q轴电流包含有对应于基波的第一直流分量和对应于将要抑制的谐波的谐波分量；
基波控制单元，其用于对所述第一d/q轴电流的第一直流分量进行基波控制以输出相应的基波电压；
谐波控制单元，其用于将所述第一d/q轴电流的谐波分量提取出来、以及针对提取的谐波分量进行谐波抑制控制以至于输出相应的谐波抑制电压，其中，所述谐波抑制控制相对所述基波控制解耦地进行；
合并单元，将所述谐波抑制电压与所述基波电压相加；以及
第一坐标逆变换单元，其用于将相加得到的在基波用dq旋转坐标系下表示的电压在第一坐标系下进行变换以得到在第一坐标系下表示的控制电压信号。
18.如权利要求17所述的电机控制装置，其特征在于，所述基波控制单元包含有第一比例-积分控制器，其中，所述第一直流分量和第一参考电流被输入至第一比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第一直流分量趋于跟随所述第一参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在基波用dq旋转坐标系下表示的基波电压。
19.如权利要求17所述的电机控制装置，其特征在于，所述定子电流包含有基波分量和N倍频的谐波分量，所述第一d/q轴电流相应地包含有第一直流分量和（N-1）倍频的谐波分量，N为大于或等于5的奇数；
其中，所述谐波控制单元被配置有：
高通滤波器，其用于提取在基波用dq旋转坐标系下的第一d/q轴电流中的（N-1）倍频的谐波分量以至于得到在基波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第二d/q轴电流，其中，所述第二d/q轴电流包含有（N-1）倍频的谐波分量且不包含有第一直流分量；
第二坐标变换模块，其用于将所述第一谐波电流在N次谐波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以至于换算得到在N次谐波用dq旋转坐标系下的用来单独地表示谐波电流的第三d/q轴电流，其中，所述第三d/q轴电流包含有从（N-1）倍频的谐波分量换算得到的第二直流分量；以及
低通滤波器，其用于提取所述第三d/q轴电流中的第二直流分量以得到在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流分量。
20.如权利要求19所述的电机控制装置，其特征在于，所述谐波控制单元还被配置有：
第二比例-积分控制器，其中，所述第二直流分量和第二参考电流被输入至第二比例-积分控制器中进行比例-积分调节控制以至于使所述第二直流分量趋于跟随所述第二参考电流，并且第一比例-积分控制器相应地输出在N次谐波用dq旋转坐标系下表示的N次谐波直流电压；以及
第二坐标逆变换模块，其用于将所述N次谐波直流电压在基波用dq旋转坐标系下进行坐标变换，以得到在基波用dq旋转坐标系下的谐波抑制电压，其中所述谐波抑制电压包含有在基波用dq旋转坐标系下表示的（N-1）倍频的谐波抑制电压分量。
21.如权利要求17所述的电机控制装置，其特征在于，所述电机控制器还被配置有：
空间矢量脉宽调制控制器，其用于基于所述控制电压信号产生用于控制所述交流电机的PWM波形。
22.如权利要求19所述的电机控制装置，其特征在于，还包括存储器：其用来存储预先建立的基波用dq旋转坐标系和N次谐波用dq旋转坐标系。
23.如权利要求17所述的电机控制装置，其特征在于，所述交流电机为三相交流电机，或者进一步地为用来驱动车辆行驶的永磁同步电机。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910496536.XA CN110429883B (zh) | 2019-06-10 | 2019-06-10 | 交流电机的谐波电流抑制 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910496536.XA CN110429883B (zh) | 2019-06-10 | 2019-06-10 | 交流电机的谐波电流抑制 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110429883A true CN110429883A (zh) | 2019-11-08 |
| CN110429883B CN110429883B (zh) | 2022-08-30 |
Family
ID=68408583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910496536.XA Active CN110429883B (zh) | 2019-06-10 | 2019-06-10 | 交流电机的谐波电流抑制 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110429883B (zh) |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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| CB03 | Change of inventor or designer information | ||
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Inventor after: Liu Chang Inventor after: Li Bin Inventor after: Bi Lu Inventor after: Liu Di Inventor after: Wang Kai Inventor before: Liu Chang Inventor before: Liu Di Inventor before: Wang Kai |