CN110365378A - 一种非线性预编码的下行传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种非线性预编码的下行传输方法。本发明采用多输入多输出系统中的VP非线性预编算法，所述系统具有N_t根基站发射天线和N个终端用户，每个终端用户配备N_r根接收天线，其中N_t≥NN_r，即发射天线数大于用户接收天线总数。假设用户i的数据流数为K_i，其中N_r≥K_i，即接收天线数大于流数。本发明的主要原理是只均衡数据符号前的系数，使得扰动向量前的系数也为1，从而在取模以后扰动向量能够被完全消除。

Description

一种非线性预编码的下行传输方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种非线性预编码的下行传输方法。

背景技术

多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术能够在不增加频谱的情况下，成倍地增加系统容量，极大地提高频谱利用率，在频谱资源稀缺的当今，被学术界和工业界广泛研究与应用。在即将到来的5G(5th Generation)中，其作为一种关键技术，与OFDM技术一起作为物理层设计的基础。OFDM与MIMO技术的结合被充分证明能够有效利用系统带宽和无线链路的空间特性，是提高系统频谱效率与峰值速率最有效的技术。MIMO技术通常也与预编码技术相结合，其原因是当发射信号在空间上进行多路复用时，所有天线在同一时刻发送数据，此时会带来信道间干扰(inter-channel interference，ICI)。

为了消除ICI，通常会在发射端进行一次预编码，从而提前将干扰消除，简化接收端的处理。常见的预编码技术可分为两类：线性预编码技术和非线性预编码技术。常见的线性预编码算法有迫零(Zero-Forcing,ZF)预编码、最小均方误差(Minimum Mean-SquaredError,MMSE)预编码和块对角化(Block Diagonalization,BD)预编码等。ZF预编码虽然能够实现干扰的完全迫零，但是同时也会放大噪声。而MMSE预编码在消除干扰的同时，考虑了噪声的影响，其性能比ZF更优。线性预编码复杂度低，实现简单，但是其性能比不上非线性预编码。且在用户密集，用户的信道相关性很强的情况下，线性预编码的性能会显著恶化。常见的非线性预编码有脏纸编码(Dirty Paper Code,DPC)、Tomlinson-Harashima预编码(Tomlinson-Harashima Precoding,THP)码和矢量扰动(Vector Perturbation,VP)预编码。其中DPC在理论上逼近MIMO信道容量上限，但是由于运算复杂度很高，实际中实现困难，往往作为衡量其他预编码性能的标准。因此，需要在复杂度和性能之间寻求一种折中的编码方案。为了降低DPC的复杂度的同时获得较好的性能，THP和VP相继被提出。相当于THP而言，VP预编码在发送信号上叠加扰动矢量，可以进一步限制发送功率，提高接收端的信噪比，从而获得更好的性能增益。在信道状态信息(Channel status information,CSI)完全已知的情况下，非线性预编码只需要在接收端进行取模操作，就能恢复出有用信号。然而在实际系统中，由于CSI无法完全准确地获取，且通常采用基于信道相关矩阵做预编码的方案，所以在接收端，需要在取模前进行均衡操作才能恢复出有用信号。

常见的均衡技术有ZF均衡和MMSE均衡，且ZF均衡的性能通常比MMSE均衡的性能差。其主要原因也是因为ZF均衡没有考虑其他用户数据流带来的干扰以及噪声的影响。现有的ZF均衡的准则是最小化数据符号的错误概率，MMSE均衡的准则是最小化接收信号与发送的数据符号之间的均方误差。然而现有的均衡技术没有考虑取模操作的影响，对于非线性预编码来说，在进行均衡以后，还需要进行取模操作，而取模操作会使得最后数据符号的错误概率和其与接收信号的均方误差发生变化。因此直接将现有的均衡技术应用于非线性预编码中，非线性预编码的性能会有一定的性能损失。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是针对非线性预编码技术，提出一种新的均衡方案，弥补现有的均衡方案应用在非线性预编码中所造成的性能损失，从而提升非线性预编码的性能。

本发明的技术方案是，采用多输入多输出系统中的VP非线性预编算法，所述系统具有N_t根基站发射天线和N个终端用户，每个终端用户配备N_r根接收天线，其中N_t≥NN_r，即发射天线数大于用户接收天线总数。假设用户i的数据流数为K_i，其中N_r≥K_i，即接收天线数大于流数。本发明的主要原理是只均衡数据符号前的系数，使得扰动向量前的系数也为1，从而在取模以后扰动向量能够被完全消除。

接下来重点描述本发明提出的新方案。

为了更好地利用信道的统计特性，采用信道相关矩阵做非线性预编码，既可以是一个单载波对应的信道相关矩阵，也可以是多个资源块(Resource block,RB)对应的平均信道相关矩阵。

发射端：

S1、计算信道相关矩阵

第k根接收天线对应的信道相关矩阵R_k的具体求解方法如下：

其中j代表子载波序号，M是子载波个数，代表第k根接收天线在第j个子载波上的信道，是一个行向量。

定义平均信道相关矩阵和R为:

S2、求解预编码矩阵

S2-1、求解第i根接收天线对应的中间变量v_i：

v_i＝eig(R^-1R_i)i＝1,2,...,NN_r (3)

其中eig(·)表示求解最大特征值对应的特征向量。

S2-2、将所有接收天线对应的v_i按列排列，构造方阵V：

S2-3、求取满秩传输时的预编码矩阵W'：

W'＝V(V^HV)^-1＝[W'₁ W'₂ … W'_N] (5)

其中为用户i满秩传输时对应的预编码矩阵。

S2-4、通常情况下，用户为非满秩传输，因此需根据各用户传输的数据流数来构造每个用户的预编码矩阵。由于用户i传输K_i流数据，所以任意取用户i满秩传输时对应的预编码矩阵W_i'的K_i列，作为最终用户i的预编码矩阵W_i，即：

其中表示取矩阵第p₁ … p_Ki列向量。

S2-5、构造最终的预编码矩阵W：

W＝[W₁ W₂ … W_N] (7)

S3、搜索扰动矢量：

其中s为数据符号，τ为取模大小，跟调制方式有关，M为星座点的个数。当采用QPSK调制时，τ等于4。扰动矢量l的求解可以用传统的球译码方法获得。

S4、对数据符号加扰并进行预编码：

x＝W(s+τl) (9)

其中x为预编码以后的发送符号。

S5、对发射功率进行归一化：

其中归一化因子β＝||W(s+τl)||,为预编码后并归一化的发送符号。

S6、基站侧将各用户的均衡指示信息发送给终端，并指示终端采用新的均衡方式。其中均衡指示信息包括接收天线指示信息，数据流索引信息，根据采取的接收天线指示方案的不同，还有可能包括用户索引信息。一般情况下，该均衡信息是在一段时间内才更新一次，因此前馈量不大。接下来对该步骤进行详细描述：

1)基站侧单独通知各用户是否需要进行新的均衡，如果需要采用新的均衡方式，则进行接下来的操作。

2)基站侧通过RRC信令将各用户的数据流在所有数据流中的索引告知给用户。假如用户i的数据流在所有数据流中的索引为则基站侧需将告知给用户i。

3)基站侧向用户发送接收天线指示信息，此时由两种备选方案：

方案1—向各用户单独通知各自的接收天线指示信息。

该信息可通过DCI指示给用户，DCI的比特数等于用户的接收天线数N_r。值得注意的是如果用户i选取的是满秩预编码矩阵W_i'的第m列，则用户i在其第m根接收天线上接收数据。假设用户i的预编码矩阵W_i选取的是其满秩预编码矩阵W_i'中的第列，则DCI的第的比特符号为1(或0)，其余比特符号与之相反。

方案2—向所有被调度的用户广播所有用户的接收天线指示信息。

基站侧首先需要通过RRC信令将用户索引信息告知给各用户，然后向所有被调度的用户广播所有用户的接收天线指示信息。该信息可通过DCI指示给用户，由于每个用户接收天线为N_r，一共有N个用户，所以DCI的比特数为N×N_r。假设用户i的预编码矩阵W_i选取的是其满秩预编码矩阵W_i'中的第列，则DCI的第的比特符号为1(或0)，将所有用户对应的DCI中需要置1(或0)的位置置1(或0)，其余比特符号与之相反。

接收端：

S7、用户接收到基站发送的信号：

其中表示等效信道矩阵，在实际系统中可以由DMRS导频符号估计出来。

S8、乘以归一化因子β：

βy＝Α(s+τl)+βn (12)

即：

对于用户i来说，其接收到的信号应为：

其中为第i个用户的等效信道矩阵。

S9、根据接收到的均衡指示信息，若采用新的均衡方式，则用户需要在指示的接收天线上进行信号接收。对于用户i的第k∈{1 2 … K_i}个数据流来说，假设它位于所有数据流中的第n流，且在用户i的第m∈{1 2 … N_r}根接收天线上接收数据，其对应的接收信号为：

其中表示用户i的第k流数据符号对应的接收信号，表示用户i的等效信道矩阵Α_i的第m行第n列对应的元素。s_n表示用户i的第k流数据符号，在所有的数据流符号中，它为第n流数据符号，τl_n表示第n流数据符号的扰动，表示所有用户的总的数据流数，i_n为第n流数据符号的干扰，表示第n流数据符号的等效噪声。

若基站侧采用方案1发送接收天线指示信息，m和n的值可通过以下方法确定：

1)m可根据接收天线指示信息来确定。由于采用的是方案1，所以用户i接收到的指示信息是直接针对于用户i的，表示的是用户i接收天线接收数据符号的情况。对于用户i的第k∈{1 2 … K_i}流数据符号来说，其接收天线指示信息的第m_k位为1(或0)，则m＝m_k，即在第m_k根接收天线上接收信号。

2)n可直接根据用户i接收到的数据流索引来确定。对于用户i的第k个数据流来说，此时n＝n_k，

若基站侧采用方案2发送接收天线指示信息，m和n的值可通过以下方法确定：

1)m需根据接收天线指示信息以及用户索引来确定。由于采用的是方案2，所以此时各用户接收到的指示信息不再是针对于单个用户的，而是所有被调度用户的接收天线指示信息，所以各用户需要从接收到的指示信息中确定出完全属于自己的指示信息。首先将接收天线指示信息按每N_r个比特进行分段，一共可分为N段。然后根据用户索引i选取第i段作为用户i的接收天线指示信息。对于用户i的第k∈{1 2 … K_i}流数据符号来说，其接收天线指示信息的第m_k位为1(或0)，则m＝m_k，即在第m_k根接收天线上接收信号。

2)与方案1一样，n可直接根据用户i接收到的数据流索引来确定，此时n＝n_j，

S10、均衡——在相应的接收天线上均衡数据符号前的系数

S11、取模

其中取模以后的残留干扰，表示取模以后的残留噪声。这里由于τl_n前面的系数为1，所以τl_n经过取模操作以后完全被消除了。定义对变量a进行大小为τ的取模运算如下：

S12、解调与检测。

本发明的有益效果是，弥补现有的均衡方案应用在非线性预编码中所造成的性能损失，从而提升非线性预编码的性能。

附图说明

图1为不同信道估计下本发明与MMSE-IRC的性能对比示意图；

图2为LDPC编码后，不同信道估计下本发明与MMSE-IRC的性能对比示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。

实施例

本例中具有8根发射天线和2个用户，每个用户4根接收天线，且每个用户只有2个数据流。除此之外，我们假设预编码颗粒度为2个RB，即24个子载波

发射端：

S1、计算信道相关矩阵

第k根接收天线对应的信道相关矩阵R_k的具体求解方法如下：

其中j代表子载波序号，一共有24个子载波。代表第k根接收天线在第j个子载波上的信道。

定义平均信道相关矩阵和R为:

S2、求解预编码矩阵

S2-1、求解第i根接收天线对应的中间变量v_i：

v_i＝eig(R^-1R_i)i＝1,2,...,8 (21)

其中eig(·)表示求解最大特征值对应的特征向量。

S2-2、将所有接收天线对应的v_i按列排列，构造方阵V：

V＝[v₁ v₂ ... v₈] (22)

S2-3、求取满秩传输时的预编码矩阵W'：；

W'＝V(V^HV)^-1＝[W'₁ W'₂] (23)

其中为用户1满秩传输时对应的预编码矩阵，其中为用户2满秩传输时对应的预编码矩阵。

S2-4、由于每个用户只有2个数据流，所以只需在W'₁和W'₂中任意取两列即可。假设用户1取得是满秩预编码矩阵W'₁的第1列和第3列，用户2取的是满秩矩阵W'₂中的第2列和第4列。

W₁＝subset₁₃(W'₁) (24)

W₂＝subset₂₄(W'₂) (25)

其中表示取矩阵第p₁ … p_Ki列向量。

S2-5、构造最终的预编码矩阵W：

W＝[W₁ W₂] (26)

S3、搜索扰动矢量：

其中s为数据符号，τ为取模大小，这里假设采用的是QPSK调制，所以τ＝4。扰动矢量l的求解可以用传统的球译码方法获得。

S4、对数据符号加扰并进行预编码：

x＝W(s+τl) (28)

其中x为预编码以后的发送符号。

S5、对发射功率进行归一化：

其中归一化因子β＝||W(s+τl)||,为预编码后并归一化的发送符号。

S6、基站侧将各用户的均衡指示信息发送给终端，并指示终端采用新的均衡方式。其中均衡指示信息包括接收天线指示信息，数据流索引信息，根据采取的接收天线指示方案的不同，还有可能包括用户索引信息。一般情况下，该均衡信息是在一段时间内才更新一次，因此前馈量不大。由于用户1取的是满秩预编码矩阵W₁'的第1列和第3列，所以用户1在其第1根和第3根接收天线上进行数据接收，同理用户2应在其第2根和第4根接收天线上进行数据接收。

接下来对该步骤进行详细描述：

1)基站侧单独通知各用户是否需要进行新的均衡，如果需要采用新的均衡方式，则进行接下来的操作。

2)基站侧通过RRC信令将各用户的数据流在所有数据流中的索引告知给用户。用户1的数据流索引号为1、2，用户2的数据流索引为3、4。

3)基站侧向用户发送接收天线指示信息，此时由两种备选方案：

方案1—向各用户单独通知各自的接收天线指示信息。

该信息可通过DCI指示给用户。由于用户1取的是满秩预编码矩阵W'₁的第1列和第3列，所以用户1在其第1根和第3根接收天线上进行数据接收，同理用户2应在其第2根和第4根接收天线上进行数据接收。

假设1表示在该接收天线上进行数据接收，0表示不进行接收。对于用户1来说，其DCI的第1、3位为1，即DCI为1010，对于用户2来说，DCI的第2、4位为1，即DCI为0101。

方案2—向所有被调度的用户广播所有用户的接收天线指示信息。

基站侧首先需要通过RRC信令告知给用户1其用户索引信息为1，告知用户2其用户索引信息为2。

然后向用户1和用户2广播他们两用户的接收天线指示信息。该信息可通过DCI指示给用户，由于每个用户接收天线为4，一共有2个用户，所以DCI的比特数为8。DCI的前4个比特为用户1的接收天线指示信息，后4个比特为用户2的接收天线指示信息，此时DCI为10100101。

接收端：

S1、用户接收到基站发送的信号：

其中表示等效信道矩阵，在实际系统中可以由DMRS导频符号估计出来。

S2、乘以归一化因子β：

βy＝Α(s+τl)+βn (31)

即：

对于用户1和用户2来说，其分别接收到的信号和应为：

其中为等效信道矩阵Α的前4行，为等效信道矩阵Α的后4行。

S3、根据接收到的均衡指示信息，若采用新的均衡方式，则用户需要在指示的接收天线上对相应的信号进行接收。

对于用户1的第1、2流数据符号来说，它们在所有数据流中的索引为1、2，即它们分别位于所有数据流中的第1、2流,

如果基站侧采用方案1发送接收天线指示信息：用户1将接收到接收天线指示信息为1010，所以用户1的接收天线序号为1、3，则用户1的第1流数据符号在其第1根接收天线上进行接收，用户1的第2流数据符号在其第3根接收天线上进行接收。

如果基站侧采用的是方案2发送接收天线指示信息：用户1将接收到接收天线指示信息为101001010，除此之外，用户1还会收到它的用户索引1。因此用户1首先将10100101按每4比特一段对其进行分段为1010，0101，然后用户1根据用户索引1选取第1段1010作为自己的接收天线指示信息，所以用户1的接收天线序号为1、3，最终可确定用户1的第1流数据符号在其第1根接收天线上进行接收，用户1的第2流数据符号在其第3根接收天线上进行接收。

根据在所有数据流中的索引和接收天线序号，最终可确定用户1的第1流和第2流数据符号前的系数为分别

用户1的各数据流与m、n以及数据符号前系数的对应关系如表1所示：

表1用户1的各数据流与m、n以及数据符号前系数的对应关系

所以对于用户1来说，其第一个接收信号为：

第二个接收信号为：

对于用户2的第1、2流数据符号来说，它们分别位于所有数据流中的第3、4流。

如果基站侧采用方案1发送接收天线指示信息：用户2将接收到接收天线指示信息为0101，所以用户2的接收天线序号为2、4，则用户2的第1流数据符号在其第2根接收天线上进行接收，用户2的第2流数据符号在其第4根接收天线上进行接收。

如果基站侧采用的是方案2发送接收天线指示信息：用户2将接收到接收天线指示信息为101001010，除此之外，用户2还会收到它的用户索引2。因此用户2首先将10100101按每4比特一段对其进行分段为1010，0101，然后用户2根据用户索引2选取第2段0101作为自己的接收天线指示信息，所以用户2的接收天线序号为2、4。最终可确定用户2的第1流数据符号在其第2根接收天线上进行接收，用户2的第2流数据符号在其第4根接收天线上进行接收

根据在所有数据流中的索引和接收天线序号，最终可确定用户2的第1流和第2流数据符号前的系数为分别

用户2的各数据流与m、n以及数据符号前系数的对应关系如表2所示：

表2用户2的各数据流与m、n以及数据符号前系数的对应关系

所以对于用户2来说，其第一个接收信号为：

第二个接收信号为：

S4、均衡——在相应的接收天线上均衡数据符号前的系数对于用户1来说：

对于用户2来说：

S5、取模

对于用户1来说：

对于用户2来说：

这里由于τl_n前面的系数为1，所以τl_n经过取模操作以后完全被消除了。定义对变量a进行大小为τ的取模运算如下：

S5、解调与检测。

下面结合仿真结果分析本文发明对VP预编码误码性能的提升情况。如表1所示，本次仿真的发射天线数为8，用户2数为2，每个用户有4根接收天线，每个用户的数据流数为2。采用的调制方式为QPSK调制，选取的预编码颗粒度为2RB，信道采用得是5G中的NR信道，采用MMSE-IRC均衡与本发明中的均衡做性能对比。图1展示的是不同信道估计下本发明的均衡与MMSE-IRC均衡的误码率性能比较，图2展示的是在加了LDPC信道编码以后，不同信道估计下本发明的均衡与MMSE-IRC均衡的误码率性能比较。

表1仿真条件

由图1所示，对于VP预编码来说，不管是在理想信道估计下还是在MMSE信道估计下，虽然在低信噪比下本发明的性能不如MMSE-IRC均衡，但是在高信噪比下本发明的性能比MMSE-IRC均衡的性能好，且性能大概提升了1-2dB。

由图2所示，对于VP预编码来说，在加了LDPC编码以后，不管是在理想信道估计下还是在MMSE信道估计下，本发明的性能都比MMSE-IRC均衡的性能好，且在理性信道估计下，本发明的性能在MMSE-IRC均衡的基础上提升了约2dB，在MMSE信道下，本发明的性能在MMSE-IRC均衡的基础上提升约1.5dB。

Claims (1)

1.一种非线性预编码的下行传输方法，该方法用于MIMO系统，系统有N_t根基站发射天线和N个终端用户，每个终端用户配备N_r根接收天线，其中N_t≥NN_r，即发射天线数大于用户接收天线总数；用户i的数据流数为K_i，其中N_r≥K_i，即接收天线数大于流数；其特征在于，所述下行传输方法包括：

发射端

S1、计算信道相关矩阵，第k根接收天线对应的信道相关矩阵R_k为：

其中j代表子载波序号，M是子载波个数，R_k表示第k根接收天线的信道相关矩阵，R_k,j表示第k根接收天线在第j个子载波上的信道相关矩阵，代表第k根接收天线在第j个子载波上的信道，是一个行向量；

定义平均信道相关矩阵和R为：

S2、求解预编码矩阵：

S21、求解第i根接收天线对应的中间变量v_i：

v_i＝eig(R^-1R_i) i＝1,2,...,NN_r

其中eig(·)表示求解最大特征值对应的特征向量；

S22、将所有接收天线对应的v_i按列排列，构造方阵V：

S23、求取满秩传输时的预编码矩阵W'：

W'＝V(V^HV)^-1＝[W'₁ W'₂ … W'_N]

其中为用户i满秩传输时对应的预编码矩阵；

S24、用户i传输K_i流数据，任意取用户i满秩传输时对应的预编码矩阵W'_i的K_i列，作为最终用户i的预编码矩阵W_i，即：

其中表示取矩阵第p₁ … p_Ki列向量；

S25、根据步骤S24的结果构造最终的预编码矩阵W：

W＝[W₁ W₂ … W_N]

S3、搜索扰动矢量：

其中，l为最终搜索出来的扰动矢量，为候选扰动矢量，其实部和虚部均属于K维复整数格点，s为数据符号，τ为取模大小，跟调制方式有关，M为星座点的个数；

S4、对数据符号加扰并进行预编码：

x＝W(s+τl)

其中x为预编码以后的发送符号；

S5、对发射功率进行归一化：

其中归一化因子 为预编码后并归一化的发送符号；

S6、基站侧将各用户的均衡指示信息发送给终端用户，均衡指示信息包括接收天线指示信息，数据流索引信息，用户索引信息；具体包括：

S61、基站侧单独通知各用户是否需要进行新的均衡，如果基站侧采用的是VP预编码，则需要通知用户采用新的均衡方式，然后进入步骤S62，否则需要通知用户保持原来的均衡方式，然后进入步骤S7；

S62、基站侧通过RRC信令将各用户的数据流在所有数据流中的索引告知给用户；

S63、基站侧向用户发送接收天线指示信息，具体为从如下两种方案中任选一种：

方案1)接收天线指示信息通过DCI指示给用户，DCI的比特数等于用户的接收天线数N_r；如果用户i选取的是满秩预编码矩阵W'_i的第m列，则用户i在其第m根接收天线上接收数据；用户i的预编码矩阵W_i选取的是其满秩预编码矩阵W'_i中的第列，则DCI的第的比特符号为1或0，其余比特符号与之相反；

方案2)基站侧通过RRC信令将用户索引信息告知给各用户，然后向所有被调度的用户广播所有用户的接收天线指示信息；接收天线指示信息通过DCI指示给用户，由于每个用户接收天线为N_r，一共有N个用户，所以DCI的比特数为N×N_r；用户i的预编码矩阵W_i选取的是其满秩预编码矩阵W'_i中的第列，则DCI的第的比特符号为1或0，将所有用户对应的DCI中需要置1或0的位置置1或0，其余比特符号与之相反；

接收端

S7、用户接收到基站发送的信号：

其中表示等效信道矩阵；

S8、乘以归一化因子β：

βy＝Α(s+τl)+βn

即

对于用户i来说，其接收到的信号为：

其中为第i个用户的等效信道矩阵；

S9、用户根据接收到的均衡指示信息，判断是否采用新的均衡方式，若是，则用户需要在指示的接收天线上进行信号接收，否则直接进入步骤S10；对于用户i的第k∈{1 2 …K_i}个数据流来说，令其位于所有数据流中的第n流，且在用户i的第m∈{1 2 … N_r}根接收天线上接收数据，其对应的接收信号为：

其中表示用户i的第k流数据符号对应的接收信号，表示用户i的等效信道矩阵Α_i的第m行第n列对应的元素；s_n表示用户i的第k流数据符号，在所有的数据流符号中，为第n流数据符号；τl_n表示第n流数据符号的扰动，表示所有用户的总的数据流数，i_n为第n流数据符号的干扰，表示第n流数据符号的等效噪声；m和n的值根据步骤S63中选择的接收天线指示信息发送方案确定，如果发送方案为方案1，则进入步骤S911，方案2则进入步骤S921；

S911、m根据接收天线指示信息来确定；用户i接收到的指示信息是直接针对于用户i的，表示的是用户i接收天线接收数据符号的情况；对于用户i的第k∈{1 2 … K_i}流数据符号来说，其接收天线指示信息的第m_k位为1(或0)，则m＝m_k，即在第m_k根接收天线上接收信号；

S912、n直接根据用户i接收到的数据流索引来确定；对于用户i的第k个数据流来说，此时n＝n_k，

进入步骤S10；

S921、m根据接收天线指示信息以及用户索引来确定；此时各用户接收到的指示信息不再是针对于单个用户的，而是所有被调度用户的接收天线指示信息，各用户需要从接收到的指示信息中确定出属于自己的指示信息：首先将接收天线指示信息按每N_r个比特进行分段，一共可分为N段；然后根据用户索引i选取第i段作为用户i的接收天线指示信息；对于用户i的第k∈{1 2 … K_i}流数据符号来说，其接收天线指示信息的第m_k位为1(或0)，则m＝m_k，即在第m_k根接收天线上接收信号；

S922、n直接根据用户i接收到的数据流索引来确定；对于用户i的第k个数据流来说，此时n＝n_k，

S10、均衡，即在相应的接收天线上均衡数据符号前的系数

S11、取模

其中取模以后的残留干扰，表示取模以后的残留噪声；由于τl_n前面的系数为1，所以τl_n经过取模操作以后完全被消除了；定义对变量a进行大小为τ的取模运算如下：

S12、解调与检测。