CN110350552B - 一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，针对稳定直流母线电压与实现并联变换器均流两个控制目标在二次补偿控制中分别设定电压辅助调节器和电流辅助调节器，采用动态一致算法实时跟踪电流电压变化量，再利用有限时间控制策略得到电压辅助调节器输出量和电流辅助调节器输出量，最后将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，再经过积分得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，使得各并联变换器输出电压在有限时间内收敛至参考值的同时实现各变换器之间的高精度均流。本发明可在有限时间内使系统快速实现母线电压偏差恢复且完成系统内并联变换器的高精度均流，加快了系统中电压、电流偏差的收敛速度。

Description

一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法

技术领域

本发明属于下垂控制技术领域，特别是涉及一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法。

背景技术

随着分布式发电技术的成熟以及新能源在电网中渗透率的提高，直流微电网作为新型的区域供电系统得到了广泛的关注。为了实现直流微电网的可靠高效运行，国内外针对不同控制目标和控制对象提出了多种协调控制策略。其中分层控制结构因其控制逻辑简单、控制对象不受限、能够实现多目标控制而得到普遍应用。分层控制结构按照不同时间尺度与控制目标一般分为三层，第一层控制为本地控制，通常采用恒压下垂控制，但恒压下垂控制会带来直流母线电压下降和均流精度受线缆阻抗影响大等问题，仅依靠第一层的本地控制无法实现系统在电压稳定的同时达到较高的均流精度，需要引入第二层控制进行二次补偿。最后，由第三层控制实现直流微电网中各单元的功率合理分配及优化调度，实现能量管理。

现有的二次补偿方案大多数依靠引入平均电压和平均电流PI调节器，通过计算各单元接口变换器输出电压和电流与系统平均电压和平均电流之间的误差提供下垂控制电压修正量，最终实现变换器输出电压与参考电压相同且均流精度良好。但是该种方法使用的平均值只是一种静态平均，大量采用PI控制器不可避免地出现调节时间长的问题，系统暂态性能仍需提升。

同时，合理的通讯方式和通讯结构也有利于提升系统的可靠性和暂态特性。采用集中控制的直流微电网系统存在单点故障问题，可靠性大大降低。为了提升系统的延展性和可靠性，分布式控制的研究成为一大热点。现有的直流微电网分布式控制方法，通常采用低带宽通讯架构，每一台变换器需要采集系统中所有变换器的信息，灵活性不强，系统通信压力相比于集中控制有所降低，但依然存在系统中接口变换器数量增加后通讯压力也随之增加的问题。且变换器投入与切出时系统需要重新改变通讯算法，系统灵活性受限。

发明内容

本发明目的是使直流微电网系统在实现直流母线电压稳定的同时完成各接口变换器的高精度均流，并提升系统暂态特性和快速性。所提出的一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法只依赖于相邻变换器之间的信息交互实现系统的动态一致，且在二次补偿中的电流辅助调节器与电压辅助调节器中均采用有限时间控制方法，最终可实现下垂控制的快速二次补偿。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，针对稳定直流母线电压与实现并联变换器均流两个控制目标在二次补偿控制中分别设定电压辅助调节器和电流辅助调节器，采用动态一致算法实时跟踪电流电压变化量，再利用有限时间控制策略得到电压辅助调节器输出量和电流辅助调节器输出量，最后将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，经过积分得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，使得各并联变换器输出电压在有限时间内收敛至参考值的同时实现各变换器之间的高精度均流。

进一步地，下垂控制获得二次补偿后的电压参考值后再根据变换器输出电流进行自动调节，获得新的电压工作点，该新的电压工作点作为电压外环的电压参考指令，其与变换器实际输出电压比较后送入PI控制器且经过限幅器后产生电流控制指令，电流误差由电流内环中比较器产生，电流内环PI控制器最终输出PWM控制变换器中的开关管工作，实现有限时间内直流微电网输出电压恢复到额定值且完成并联变换器的快速、高精度均流。

进一步地，所述电压辅助调节器首先利用动态一致算法获取直流微电网中各并联变换器的输出平均电压估计值；直流微电网中变换器i的平均电压估计值

的表达式如(1)所示：

其中V_dci(t)表示随时间t变化的变换器i的输出电压，

表示随时间t变化的变换器i的平均电压估计值，a_ij表示相邻两变换器之间的通讯权重，所述通讯权重决定了各变换器之间最终收敛至一致所需的调节时间；i表示当前变换器，j表示与当前变换器之间存在通讯链路的相邻变换器；N_i表示第i个变换器的邻点数目，

表示变换器j在时间τ的平均电压估计值，

表示变换器i在时间τ的平均电压估计值；其次为了实现各个变换器的输出电压在有限时间内收敛一致且与设定的电压参考值相同，定义电压误差E_V的表达式如下：

其中b_i代表参考电压参与的权重，V_ref表示什设定的电压初始参考值，最后再利用有限时间控制策略，得到电压辅助调节器输出量u_Vi，如式(3)所示：

u_Vi＝k₁sig(E_V(t))^ω+k₂sig(E_V(t))^υ (3)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0；电压误差通过sig函数得到迅速放大，进而大大提升了其收敛速度。

进一步地，所述电流辅助调节器的目的是使并联变换器输出达到快速且高精度的等比例均流效果；与电压辅助调节器同理，为了实现各个变换器的输出电流能够在有限时间内收敛一致，定义电流误差E_I，如式(4)所示：

其中c_i表示电压辅助调节器与电流辅助调节器之间的耦合增益，

和

分别表示变换器i和j的输出电流标幺值，I_dci表示变换器i的输出电流，I_ratei表示变换器i的额定电流，I_dcj表示变换器j的输出电流，I_ratej表示变换器j的额定电流；电流误差经过有限时间控制策略最后得到电流辅助调节器输出量u_Ii，其表达式如(5)所示：

u_Ii＝k₁sig(E_I(t))^ω+k₂sig(E_I(t))^υ (5)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0。

进一步地，所述将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，具体为：

将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，下垂方程求导如式(6)所示：

令

其中

表示经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，R_i为所允许的直流母线最大电压偏差与变换器i所允许的最大输出电流之比，即

V_dci为第i个变换器输出的电压，I_dci为第i个变换器输出的电流；最后经过二次补偿后的下垂控制电压参考值

为：

本发明的有益效果为：本发明提出的一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，基于有限时间控制，可实现下垂控制下直流微电网母线电压和各并联接口变换器输出均流的快速二次补偿。所采用的分布式通讯方式提升了直流微电网系统的灵活性和扩展能力，所述的有限时间控制策略减少了传统二次补偿方案中PI控制器的使用，使得直流微电网中下垂控制的二次调节时间减少，系统暂态特性得以提升。

附图说明

图1为本发明所述应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法控制框图；

图2为搭建的直流微电网模型图；

图3为负载变化下的仿真验证与对比图；

图4为不同通讯延时下系统输出电压电流仿真结果图；

图5为通信故障下系统输出电压电流仿真结果图；

图6为变换器投入与切出时系统输出电压电流仿真结果图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

结合图1，本发明提出一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，针对稳定直流母线电压与实现并联变换器均流两个控制目标在二次补偿控制中分别设定电压辅助调节器和电流辅助调节器，采用动态一致算法实时跟踪电流电压变化量，再利用有限时间控制策略得到电压辅助调节器输出量和电流辅助调节器输出量，最后将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，经过积分得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，使得各并联变换器输出电压在有限时间内收敛至参考值的同时实现各变换器之间的高精度均流。

下垂控制获得二次补偿后的电压参考值后再根据变换器输出电流进行自动调节，获得新的电压工作点，该新的电压工作点作为电压外环的电压参考指令，其与变换器实际输出电压比较后送入PI控制器且经过限幅器后产生电流控制指令，电流误差由电流内环中比较器产生，电流内环PI控制器最终输出PWM控制变换器中的开关管工作，实现有限时间内直流微电网输出电压恢复到额定值且完成并联变换器的快速、高精度均流。图1中sig(·)^ω的“·”代表前面输入量的表达式，例如有限时间电流控制器中

V_dcj表示变换器j的输出电压，R_vir为有限时间电流控制器输出所经过的虚拟阻抗。

所述电压辅助调节器首先利用动态一致算法获取直流微电网中各并联变换器的输出平均电压估计值；与传统直流微电网二次补偿方法中通过获取系统中每一个变换器的信息从而求得各物理量平均值不同，该方法只需与相邻两个变换器之间交换信息。直流微电网中变换器i的平均电压估计值

的表达式如(1)所示：

其中V_dci(t)表示随时间t变化的变换器i的输出电压，

表示随时间t变化的变换器i的平均电压估计值，a_ij表示相邻两变换器之间的通讯权重，所述通讯权重决定了各变换器之间最终收敛至一致所需的调节时间；i表示当前变换器，j表示与当前变换器之间存在通讯链路的相邻变换器；N_i表示第i个变换器的邻点数目，

表示变换器j在时间τ的平均电压估计值，

表示变换器i在时间τ的平均电压估计值；其次为了实现各个变换器的输出电压在有限时间内收敛一致且与设定的电压参考值相同，定义电压误差E_V的表达式如下：

其中b_i代表参考电压参与的权重，由式(2)可看出，该电压误差表达式能够实时反映各变换器之间和与参考电压之间的电压误差，实现了电压动态监视。V_ref表示设定的电压初始参考值，最后再利用有限时间控制策略，得到电压辅助调节器输出量u_Vi，如式(3)所示：

u_Vi＝k₁sig(E_V(t))^ω+k₂sig(E_V(t))^υ (3)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0；电压误差通过sig函数得到迅速放大，进而大大提升了其收敛速度。

所述电流辅助调节器的目的是使并联变换器输出达到快速且高精度的等比例均流效果；与电压辅助调节器同理，为了实现各个变换器的输出电流能够在有限时间内收敛一致，定义电流误差E_I，如式(4)所示：

其中c_i表示电压辅助调节器与电流辅助调节器之间的耦合增益，

和

分别表示变换器i和j的输出电流标幺值，I_dci表示变换器i的输出电流，I_ratei表示变换器i的额定电流，I_dcj表示变换器j的输出电流，I_ratej表示变换器j的额定电流；电流误差经过有限时间控制策略最后得到电流辅助调节器输出量u_Ii，该电流误差由变换器i和j的实时输出电流组成，进一步表明在负载变化下，该控制能够迅速对快速变化的电流做出反应，并给出新的补偿值使得系统迅速恢复稳定。电流误差经过有限时间控制策略最后得到电流辅助调节器输出量u_Ii，其表达式如(5)所示：

u_Ii＝k₁sig(E_I(t))^ω+k₂sig(E_I(t))^υ (5)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0。

所述将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，具体为：

将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，下垂方程求导如式(6)所示：

令

其中

表示经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，R_i为所允许的直流母线最大电压偏差与变换器i所允许的最大输出电流之比，即

V_dci为第i个变换器输出的电压，I_dci为第i个变换器输出的电流；最后经过二次补偿后的下垂控制电压参考值

为：

。

为了验证本发明方法的有效性，采用电力电子仿真软件对所述的二次补偿方法进行仿真验证与对比。所搭建的直流微电网模型包含三个并联变换器，如图2所示，图中

表示经过下垂控制后的第i个变换器的电压参考值，图中T₁₃，T₁₂，T₂₃表示变换器之间的线路传输阻抗，变换器输入电压为100V，直流母线侧电压为200V，变换器额定输出功率为600W。针对负载突变、通讯故障、通讯延时、变换器投入切出等不同的场景，考察了该二次补偿方法的可靠性、鲁棒性及灵活性。仿真结果中给出了直流微电网系统中各变换的器输出电压与输出电流波形。

首先与传统PI式二次补偿方法进行对比，如图3所示，开始时，二次补偿未开始工作，系统中变换器均流只由下垂控制实现，可以看到当系统只有下垂控制时，系统输出电压比参考值低且均流精度较差。0.2s时，二次补偿使能，可以看到直流母线电压逐渐上升至参考值200V，各变换器输出电流逐渐收敛，均流精度得以提高。其中图3(a)所示的传统PI式二次补偿方法的调节时间较长，母线电压需要约1s才能达到稳态，电流收敛速度也较慢，需要约0.6s才能实现均流。相比传统二次补偿方法，本发明所提出的二次补偿方法明显具有更快的收敛速度，如图3(b)所示，直流母线电压调节时间只需约0.2s即可到达设定值，且各变换器输出电流在约0.1s后收敛一致。

在此基础上加入负载变化时的验证与对比，如图3所示，在2s时负载增加，可以看到此时三个变换器电流都迅速增加以补充系统中短缺的能量。在负载变化瞬间，直流母线电压和各变换器输出电流之间发生偏差，但在二次控制下逐步恢复。可以发现，传统二次补偿下电流偏差的暂态过程持续时间长，需要约0.4s，而所提二次补偿方法仅需约0.08s。所述二次补偿下的直流母线电压恢复时间约为0.15s，远少于传统二次补偿方法所需的0.6s。由此可看出本发明所述的二次补偿方法具有更好的暂态性能，收敛速度快，调节时间短。

图4为不同通讯延迟时长下，系统输出电压与变换器电流波形仿真结果。验证了本发明所述二次补偿方法在1ms，10ms和100ms三种通讯延时下的补偿效果，可以看出，随着通信延迟时间增加，系统的调节时间增加，逐渐开始出现振荡，但调节最终实现了稳定，说明该二次补偿方法在一定的通讯延迟下依然有效。

图5为通讯故障下，系统输出电流、电压仿真结果。在1.5s时，变换器1与变换器2之间通信链路断开，变换器1与变换器2只能接收到变换器3的信息且变换器3能收到变换器1和变换器2的信息，在此情况下，由于整个通信的代数连通度不变，则系统依旧能够保持稳定运行，并未受到较大影响。但是对比通信故障前后负载变化下的二次补偿调节速度可以发现，系统的调节时间有所增加，然而增加幅度不大，且总体来看暂态性能依旧比传统二次控制要好。

图6为变换器投入与切出场景下，系统输出电流电压仿真结果。在1.0s时，切出变换器1及断开与变换器1相关的通信链路。如图6所示，在变换器1切出瞬间，直流微电网中剩余变换器迅速实现了重新均流，且直流母线电压基本不变。2.5s时，将变换器1重新投入，在短时间内系统又恢复到了三个变换器之间的输出均流。变换器1电压迅速恢复至直流母线电压。验证了本发明所述二次补偿方法能够满足系统的“即插即用”功能，提高了系统的灵活性和扩展能力。

本发明所述方法在下垂控制及动态一致算法的基础上实现了直流微电网中基于有限时间控制的分布式二次补偿方法，可在有限时间内使系统快速实现母线电压偏差恢复且完成系统内并联变换器的高精度均流，加快了系统中电压、电流偏差的收敛速度。此外，在本发明的控制方法下系统具有更高的可靠性、鲁棒性和灵活性。

以上对本发明所提供的一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (4)

1.一种应用于直流微电网的下垂控制快速二次补偿方法，其特征在于：针对稳定直流母线电压与实现并联变换器均流两个控制目标在二次补偿控制中分别设定电压辅助调节器和电流辅助调节器，采用动态一致算法实时跟踪电流电压变化量，再利用有限时间控制策略得到电压辅助调节器输出量和电流辅助调节器输出量，最后将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，经过积分得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，使得各并联变换器输出电压在有限时间内收敛至参考值的同时实现各变换器之间的高精度均流；

所述电压辅助调节器首先利用动态一致算法获取直流微电网中各并联变换器的输出平均电压估计值；直流微电网中变换器i的平均电压估计值

的表达式如(1)所示：

其中V_dci(t)表示随时间t变化的变换器i的输出电压，

表示随时间t变化的变换器i的平均电压估计值，a_ij表示相邻两变换器之间的通讯权重，所述通讯权重决定了各变换器之间最终收敛至一致所需的调节时间；i表示当前变换器，j表示与当前变换器之间存在通讯链路的相邻变换器；N_i表示第i个变换器的邻点数目，

表示变换器j在时间τ的平均电压估计值，

表示变换器i在时间τ的平均电压估计值；其次为了实现各个变换器的输出电压在有限时间内收敛一致且与设定的电压参考值相同，定义电压误差E_V(t)的表达式如下：

其中b_i代表参考电压参与的权重，V_ref表示设定的电压初始参考值，最后再利用有限时间控制策略，得到电压辅助调节器输出量u_Vi，如式(3)所示：

u_Vi＝k₁sig(E_V(t))^ω+k₂sig(E_V(t))^υ (3)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0；电压误差通过sig函数得到迅速放大，进而大大提升了其收敛速度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：下垂控制获得二次补偿后的电压参考值后再根据变换器输出电流进行自动调节，获得新的电压工作点，该新的电压工作点作为电压外环的电压参考指令，其与变换器实际输出电压比较后送入PI控制器且经过限幅器后产生电流控制指令，电流误差由电流内环中比较器产生，电流内环PI控制器最终输出PWM控制变换器中的开关管工作，实现有限时间内直流微电网输出电压恢复到额定值且完成并联变换器的快速、高精度均流。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述电流辅助调节器的目的是使并联变换器输出达到快速且高精度的等比例均流效果；与电压辅助调节器同理，为了实现各个变换器的输出电流能够在有限时间内收敛一致，定义电流误差E_I(t)，如式(4)所示：

其中c_i表示电压辅助调节器与电流辅助调节器之间的耦合增益，

和

分别表示变换器i和j的输出电流标幺值，I_dci表示变换器i的输出电流，I_ratei表示变换器i的额定电流，I_dcj表示变换器j的输出电流，I_ratej表示变换器j的额定电流；电流误差经过有限时间控制策略最后得到电流辅助调节器输出量u_Ii，其表达式如(5)所示：

u_Ii＝k₁sig(E_I(t))^ω+k₂sig(E_I(t))^υ (5)

其中定义sig(x_i)^α＝sign(x_i)|x_i|^α，sign为符号函数，0＜ω＜1，1＜υ，k₁和k₂为控制增益且k₁、k₂＞0。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程得到经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，具体为：

将电压辅助调节器输出量与电流辅助调节器输出量代入求导后的下垂方程，下垂方程求导如式(6)所示：

令

其中

表示经过二次补偿后的下垂控制电压参考值，R_i为所允许的直流母线最大电压偏差与变换器i所允许的最大输出电流之比，即

V_dci为第i个变换器输出的电压，I_dci为第i个变换器输出的电流；最后经过二次补偿后的下垂控制电压参考值

为：

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