CN1103135C - 用于增加接收机抗干扰性的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种用以调节接收电路增益的方法，从而改进接收机的抗干扰性。该电路具有放大所接收信号的LNA(1702)。响应于测得的所接收信号功率，通过启动或禁止LNA，控制接收信号功率(1704)。将接收到的功率电平定期地与门限值(1704)相比较。当接收到的功率电平大于门限值时，禁止LNA(1706)。当接收到的功率电平小于门限值时(1708)，而且没有检测到任何显著的交叉调制分量(1710)，则重新启动LNA。通过简单地启动LNA和检测测得信号功率的变化结果，可检测交叉调制分量(1710)。如果检测到的变化大于预定量，那么存在显著的交叉调制分量，则不重新启动LNA(1706)。否则，不存在显著的交叉调制分量，重新启动LNA(1702)。

Description

用于增加接收机抗干扰性的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线电通信。特别是，本发明涉及改进通信接收机的抗干扰性。

背景技术

当前存在多种蜂窝状无线电话系统操作。这些系统包括先进的移动电话系统(AMPS)和两个数字蜂窝状系统：时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)。实现数字蜂窝系统以处理AMPS遇到的容量问题。

所有蜂窝状无线电话系统通过具有多个天线覆盖的地理区域来进行操作。天线辐射到在现有技术中被称为小区的区域。AMPS小区是分立的并与CDMA小区不同。这使得用于一个系统的小区的天线可能位于另一个系统的小区中。同样，在特定系统(AMPS、CDMA和TDMA)中，在给定的区域中存在两个业务提供者。这些提供者通常选择将小区设置在与他们的竞争者不同的地理位置上，从而存在着这种情况，即在系统‘A’上的无线电话可能远离最近的系统‘A’小区，而靠近系统‘B’小区。这种情况意味着在存在强大的多音调干扰的情况下，理想的接收信号将很弱。

这种系统无线的混合可能导致移动电话产生问题，所述移动电话登记在一个系统(诸如，CDMA系统)中，在另一个系统的天线(诸如，AMPS天线)附近移动。在这种情况下，由于无线电话与AMPS小区十分接近或者AMPS前向链路信号的更高的功率，使得来自AMPS天线的信号可能干扰由无线电话接收到的CDMA信号。

无线电话面临的来自AMPS信号的多音调干扰导致产生畸变分量或毛刺(spur)。如果这些毛刺落在无线电话所使用的CDMA带内，那么他们可能降低接收机和解调器的性能。

在AMPS系统中，出现通信公司(carrier)(A带和B带)无意中‘干扰(jam)’竞争者系统的情况屡次发生。蜂窝状通信公司的目的在于通过将小区设置在地面附近，或者在他们的用户附近，并对于每个AMPS信道都辐射FCC功率限制，对于他们系统的所有用户都提供高的信噪比。不幸的是，这种技术以干扰竞争者的系统为代价而向通信公司的系统提供较佳的信号质量。

根据由进入接收机的两个或多个音调产生的峰值寄生(spurious)电平来定义交叉调制畸变，诸如，由上述情况引起的。更频繁的是，对于接收机根据三阶输入截听(intercept)点或IIP3，定义为三阶畸变电平。将IIP3定义为产生三阶畸变分量所需的等于输入的两个音调功率的输入功率(以两个音调的形式)。如图3所示，当非线性元件(诸如，放大器)低于饱和时，只能线性外推(extrapolate)IIP3。

如图14所示，当使两个音调进入接收机中时，产生三阶畸变分量。音调#1是在频率f1，在功率电平P1，以dBm为单位。音调#2是在频率f2，在功率电平P2，以dBm为单位。一般，将P2设为等于P1。分别在频率2xf1-f2和2xf2-f1，在功率电平P12和P21，产生三阶畸变分量。如果将P2设为等于P1，那么寄生分量应相等，或者P12和P21应相等。以功率电平Pc注入信号fc，以示出在这种情况下，附加畸变等于低电平信号。如果在产生畸变之后有一滤波器滤出f1、f2和f21，那么f12的功率将仍然干扰fc的信号功率。在例示图14中，对于CDMA应用，目的在于对于两个音调总功率-43dBm，交叉调制(intermod)P12应等于信号功率-105dBm，从而IIP3必须＞-9dBm。

如在现有技术中已知的那样，如下定义对于单个非线性元件的IIP3：

IIP3＝+P_in(dBm)

如果P₁＝P₂，那么P_in＝P₁+3dB或者P₂+3dB(dBm)和

IM3＝P₁-P₁₂＝P₂-P₂₁＝P₂-P₁₂＝P₁-P₂₁(dB)

对于级联IIP3，其中使用更多的非线性元件，

等式如下：

IIP3＝-10*log10[10^{(增益-元件IIP3)/10}+10^{(-前一级的IIP3)/10}]

其中增益＝元件输入的增益。

因此，改进接收机的级联IIP3的一种方法是在第一非线性元件之前降低增益。在这种情况下，LNA和混频器限制IIP3。然而，需要定义另一个量，它设定无干扰的灵敏度或者最低接收信号电平。在技术领域中，将这个量称为噪声系数(NF)。如果减小接收机的增益以改进IIP3(和抗干扰性)，那么就降低了NF(和所需小信号的灵敏度)。

定义元件NF如下：

元件NF＝-，

其中：是以dB为单位的输入信噪比，和

      是以dB为单位的输出信噪比。

对于在接收机中的级联元件，等式如下：

级联

其中：NFe等于元件的噪声系数，

      NFi等于适合于元件的级联噪声系数，和

      增益等于适合于元件的运行(running)增益。

如果适合于元件的增益最大，那么可以获得‘最佳’级联NF，这个等式对于‘最佳’级联IIP3的要求是矛盾的。对于给定的逐个元件和接收机NF和IIP3，对于每个元件都具有能够满足所有要求的有限增益值组。

一般，将NF和IIP3作为预定常量来设计接收机，因为这些量都将接收机操作动态范围设定为具有干扰和无干扰。根据尺寸、成本、热量、静止和有源元件电流消耗，使每个装置的增益、NF和IIP3最优化。在双模式CDMA/FM便携式蜂窝接收机的情况下，CDMA标准要求在最小信号下的9dB NF。换句话说，对于CDMA模式，灵敏度要求是在-104dBm下的0dB S/N比。对于FM模式，要求是在-116dBm下的4dB S/N比。在两种情况下，可以将这些要求转化成NF如下：

NF＝S(dBm)--N_therm(dBm/Hz)-信号BW(dB/Hz)，

其中，S是最小信号功率，

      是最小信噪比，

      N_therm是热噪声最低值(floor)(-174dBm/Hz@290°K)，

      和信号BW(dB/Hz)是信号的带宽。

因此，

CDMA NF＝-104dBm-0dB-(-174dBm/Hz)-61dB/Hz＝9dB，

FM NF＝-116dBm-4dB-(-174dBm/Hz)-45dB/Hz＝9dB，

其中-61dBm/Hz是对于CDMA信道的噪声带宽

    -45dBm/Hz是对于FM信道的噪声带宽

然而，只有当信号靠近最小电平时，才需要接收机的NF，而且只有在出现干扰或强CDMA信号的情况下才需要IIP3。

只存在两种方法，用以在通信公司产生强干扰的区域中提供覆盖区。一种解决方法是采用相同技术；即，将他们的小区占有竞争者的相同的小区。另一个改进抗扰性的解决方法是增加接收机电流。然而，对于依赖于电磁功率的便携式无线电而言，这不是一种可实践的解决方法。增加电流将使电池更快地消耗，从而减小无线电话的交谈和等待时间。结果，需要使在无线电话中的多音调干扰最小，而不影响电流消耗。

发明内容

本发明的处理调节接收电流的增益，从而改进接收机的抗干扰性。电路具有放大接收到的信号的LNA。通过响应于所测得的接收信号功率来启动或禁止LNA，以控制接收信号功率。将接收到的功率电平定期地与门限值相比较。当接收到的功率电平大于门限值时，那么就禁止LNA。当接收到的功率电平小于门限值，而且没有检测到任何显著的交叉调制分量，那么就重新启动LNA，通过简单地启动LNA和检测交叉调制分量，并检测在测得信号功率中的变化结果，如果检测到的变化大于预定量，那么存在显著的交叉调制分量，则不再启动LNA。然而，如果检测到的变化小于预定量，那么不存在显著的交叉调制分量，则重新启动LNA。

附图说明

图1示出本发明的用以增加接收机抗干扰性的装置的方框图。

图2示出本发明的另一个变通实施例的方框图。

图3示出本发明的再一个变通实施例的方框图。

图4示出本发明的又一个变通实施例的方框图。

图5示出根据图7的实施例，接收到的RF输入功率对载波(carrier)噪声比的另一幅图。

图6示出根据图8的实施例，接收到的RF输入功率对载波(carrier)噪声比图。

图7示出本发明的又一个变通实施例的方框图。

图8示出不用本发明的装置，干扰功率对信号功率图。

图9示出根据本发明的装置的变通实施例，干扰功率对信号功率图。

图10示出本发明的变通实施例的方框图。

图11示出本发明的另一个变通实施例的方框图。

图12示出本发明的又一个变通实施例的方框图。

图13示出非线性传递特征和畸变测量图。

图14示出畸变分量的频谱图。

图15示出用以根据本发明检测接收到的信号功率的方框图。

图16示出本发明的增益控制处理的流程图。

图17示出本发明的增益控制处理的变通实施例的流程图。

具体实施方式

本发明的目的在于改变接收机NF和IIP3，当需要时在不折衷(compromise)NF的情况下增强IIP3(或抗干扰性)。通过改变在接收机中的第一有源性元件的增益，完成这个性能的‘增强’。通过在连续范围内改变LNA的增益或者用旁路开关来关掉低噪声放大器，可以改变增益。

图1示出本发明的较佳实施例的方框图。这个实施例包括通过运用在接收机前端的可调增益控制(AGC)110，连续调节LNA115增益。在前端的连续AGC110还提供在最小RF输入电平时的线性优势，同时在发射端的AGC120可能减小IFAGC125和130的要求。

这个实施例检测来自LNA115的功率输出。功率检测器105在RF下测量信号功率和干扰(jammer)功率。运用这个实施例，功率检测器105可以在较低的接收功率下连续减小LNA115增益，所述接收功率低于图7、10、11和12中的后来的“切换增益(switch gain)”实施例的65dBm的接收功率。

通过功率检测器105在RF处检测所接收到的信号和干扰功率，使较佳实施例进行操作。经检测的功率通过环路滤波器，并用以调节接收AGC110，调节接收分量的截听点。当测得功率增加时，减小增益，而当测得功率减小时，增加增益。这个实施例还可将LNA115和AGC110组合起来以形成可变增益LNA，从而不需要分立AGC110块。用与接收AGC110相同的方法调节位于功率放大器150之前的发射AGC120的功率，以维生总发射(TX)功率电平。

AGC放大器125和130也位于混频器135和140之后，为了在带通滤波器145滤去干扰之后调节增益。这些AGC放大器125和130执行开环功率控制、闭环功率控制和补偿的正常CDMA AGC功能。由于对于CDMA的宽动态范围的要求，所以需要这些(中频)IF AGC125和130。一般，AGC125和130具有大于80dB的增益范围。由另一个功率检测器150调节在混频器后面的接收和发射AGC125和130，其中所述另一个功率检测器150测量经下变频的接收信号的总功率。当下变频信号的功率增加时，功率检测器150调节AGC125和130的增益使之下降，而当下变频信号的功率减小时，向上调节AGC125和130的增益使之上升。

在较佳实施例中，接收到的信号落在869-894MHz频带范围内。发射的信号落在824-849MHz频带范围内。变通实施例运用不同的频率。

如图5所示的图示出这个AGC解决方法的有利之处。左侧y轴示出载波噪声比对于由于扰电平参数化的接收输入功率。右侧y轴示出作为接收到的输入功率的函数对于常数C/J所要求的总干扰功率。当不存在干扰(-100dBm)时，无线电的操作指如不存在RF AGC一样。当增加干扰时，减小C/N，但是也增加有效线性。在这个例子中，RF动态范围是30dB和当RF AGC变成运行时，门限值在干扰功率大于-25dBm的点处。

图2示出连续增益调节的变通实施例。这个实施例在功率检测器210确定下变频信号的功率电平之前，首先用带通滤波器205滤去干扰。门限值检测器225确定信号功率电平何时达到某一点(在这个实施例中为-105dBm)，然后当信号功率超过该功率电平时，调低AGC 230和235的增益。当信号功率电平低于这个门限值时，调高AGC 230和235的增益。连续调节在混频器240和245之后的AGC215和220的增益，而不检查功率的预定门限值，完成通常的CDMA AGC功率控制。

图6示出这个实施例的示图。当将门限值设为-105dBm(最小接收RF电平)时，C/N不如不存在RF AGC的情况那样快速增加。这个实施例的有利之处在于在很低的RF输入功率处就开始线性优势、不需要任何接收RF功率检测器而且AGC环路只检测信号功率。于是，设计AGC环路比在RF功率处检测要简单得多。

图3示出本发明的再一个实施例。这个实施例与图1的实施例类似地进行操作。唯一的不同在于在接收通路中，将AGC301设置在LNA305之前。

图4示出本发明的又一个实施例。这个实施例在天线410和双工器415之间采用衰减器405。由在LNA425之后的功率检测器420控制衰减。功率检测器420测量接收到的信号和干扰功率、将其滤波并把它与预定门限值相比较。在这个实施例中，门限值是-25dBm。当组合信号和干扰功率达到这个门限值时，由衰减器405所引起的衰减增加。可以用数字固定步长来进行这种调节或者进行连续调节。以与图1较佳实施例的相同方法来调节在混频器440和445之后的AGC430和435。

在图7中示出本发明的装置的变通实施例。这个实施例运用开关701和702来改变前端增益。对于特定的CDMA无线电话设计，实际切换电平依赖于作为信号电平或者噪声系数的函数的信噪要求。可以在AMPS无线电话中运用本发明，然而，将改变切换特性以适应不同的操作点。

这个实施例包括接收和发射无线电信号的天线725。通过将接收到的信号与发射信号分开的双工器720，使在无线电中的接收和发射通路与天线725耦合。

将接收到的信号输入到LNA703中，所述LNA703在两个开关701和702之间耦合。一个开关701将LNA703与双工器720耦合，而第二个开关702将LNA703与带通滤波器704耦合。在较佳实施例中，开关701和702是单刀双掷砷化镓开关。

LNA703与每个开关的一个刀是这样地耦合的，即当两个开关701和702被切换到这些刀时，将接收到的信号与LNA703耦合，而且将来自LNA703的经放大信号输出到带通滤波器704。在本实施例中的带通滤波器704具有869-894MHz的频带。变通实施例运用不同的频带，这依赖于接收到的信号频率。

将旁路通路730与每个开关的另外一刀耦合。当将开关701和702切换到另外一刀时，来自双工器720的接收信号越过(bypass)LNA701，直接接到带通滤波器704。在这实施例中，由无线电话的微控制器740控制这些开关701和702。在变通实施例中，用分立控制器来控制这些开关的位置。此外，在其它实施例中，如果需要的话，可以沿着旁路通路730提供衰减(未图示)。

在带通滤波器704对接收信号滤波之后，将经滤波的信号下变频到较低中频(IF)，以供无线电的其余部分使用。通过705将接收信号与另一个信号混合，可以完成下变频，所述另一个信号具有由驱动压控振荡器706的锁相环707设定的频率。

将来自混频器705的下变频信号输入到后端AGC708和709。用于闭环功率控制的无线电话使用AGC708和709，如在现有技术中已知的那样。

在本发明的处理中，微控制器740监视接收信号的功率。当功率超过-65dBm时，微控制器740命令开关701和702切换到旁路位置，从而将接收信号直接耦合到带通滤波器704。由于越过LNA703增益，使接收机的截听点按dB随增益的减小而成正比地增加。变通实施例运用其它电路和方法来监测视收信号的功率。

本发明的处理的变通实施例连续调节前端增益。这个实施例运用较低功率门限值，诸如-25dBm。

图8和9的曲线示出如图7、10、11和1 2所示的本发明的可切换增益实施例的有利之处。图8示出对于不运用可切换增益装置的典型无线电的干扰功率对于射频(RF)信号功率的曲线。该曲线示出将最大干扰电平限定在接收机输入压缩点-10.5ddBm。示出单个或双音调功率曲线。

图9示出运用可切换增益方法和本发明的装置，由无线电接收到的干扰功率对于由无线电接收到的射频信号功率的曲线。可见，在图的-65dBm点处，将使开关切换以越过LNA增益，从而允许容许更大的干扰功率，而不影响RF信号功率。示出单个音调和双音调功率曲线。

图10示出本发明的装置的另一个变通实施例。这个实施例运用单刀单掷开关1001。在该实施例中，当接收信号功率达到-65dBm时，由控制器1020将开关1001切换到旁路通路1010。这有效地使LNA1002增益短路，从而将接收信号直接耦合到带通滤波器1003。

图11示出本发明的装置的另一个变通实施例。这个实施例运用单刀单掷开关1105，当开关闭合时，使LNA1110的输入通过电阻器1101短接到地。在输入产生阻抗失配，导致信号衰减，从而减小由LNA1110引起的增益。在上述实施例中，当输入信号功率达到-65dBm时，开关1105闭合。电阻器1101所需的阻值依赖于所要求的衰减量。在变通实施例中，对于不同的LNA，这个阻值也不同。

图12示出本发明的装置的又一个实施例。这个实施例在LNA1205的输出端采用单刀双掷开关1201。将LNA1205连到开关1201的一个刀上，而将旁路通路1210连到另一刀上。将旁路通路1210的输入连到LNA1205的输入端。当接收的RF信号的功率电平达到-65dBm时，开关1220从使LNA1205与带通滤波器1220耦合的位置转换到旁路通路1210。这使信号直接耦合到带通滤波器1220，越过LNA1205的增益。

在上述所有的实施例中，在用一个开关或多个开关旁路LNA的同时，可使LNA断电。通过将LNA的功率引脚连到一同样受控制器控制的开关就可以实现。一旦越过LNA而且不再使用LNA，可以除去功率。这使无线电的功率消耗减小，从而增加谈话和等待时间，而在这些时间内都得使用电池。

在本发明的另一个实施例中，采用E_c/I_o检测被用来确定何时调节前端增益。另外的实施例采用其它质量测量，诸如E_b/I_o。

这些比率是对于数字通信系统性能的质量测量。E_b/I_o比率表达了能量/比特与信道的干扰频谱密度，同时E_c/I_o比率表示与整个干扰频谱密度相关的能量/CDMA码片(chip)。认为E_b/I_o是表示一个通信系统对另一个通信系统的性能的度量标准；所要求的E_b/I_o越小，对于给定误差概率的系统调制和检测处理效率越高。假设，E_c/I_o和接收信号强度很容易获得，当E_c/I_o有所下降时微控制器可以检测强干扰的存在，同时AGC检测器检测到增加的干扰。微控制器可以降低前端增益以改进抗干扰性，它改进E_c/I_o并使落在信号带宽内的畸变分量降低。

当信号质量高于E_b/I_o或E_c/I_o门限值时，减小前端增益。运用连续调节方法或放大器切换方法，可以完成增益调节，两种方法如上所述。

如图15所示的又一个实施例是在IF或基带处检测信号功率，以代替在RF下的组合信号和干扰功率。这种方法是简单的，其中只存在一个功率检测器和AGC控制环路。

图15示出检测接收信号的功率的变通方法的方框图。首先下变频信号至基带频率1501。然后，将这个模拟信号转换成数字信号1505以供进一步基带处理，包括确定接收信号强度。码片相关器1510相对于所有非固有分量的能量确定能量/码片。处理器1515用这个信息以及接收信号强度指示符(RSSI)来确定对于接收1520和发射1530的功率的增益调节量。

由于接收信号功率测量包括信号和干扰功率，所以只有当信号电平和能量/码片下降时，才增加接收增益。由于改变RSSI，所以必须改变发射功率以补偿，从而使开环功率控制能够适当进行操作。于是无论何时调节接收增益，处理器都能调节发射增益。

其它实施例运用擦除或功率信号来控制可变增益AGC。附加实施例只控制接收功率，而不是控制发射和接收功率。

图16示出上述实施例的用以控制增益的处理。这个处理是根据如图13所示的关系。在图13中，可见当干扰输入功率沿着x轴增加时，交叉调制分量(较低曲线)比干扰功率增加得更快。因此，如果在接收机输入端处出现干扰，那么施加于输入端的XdB的衰减导致IM3交叉调制分量减小3^*XdB。

一般，由于交叉调制分量的低功率，所以它们不落在无线电的IF部分中。在无线电的IF部分外的交叉调制分量不会引起接收机性能问题。于是，如果交叉调制分量具有影响IF信号的足够功率，那么只需调节接收机增益。

参照图16，本发明的处理首先调节输入增益1601。在较佳实施例中，这个增益调节是3dB。然而，其它实施例可以运用增益调节的其它值，诸如，1dB-6dB范围。于是，用接收机处理来测量接收信号1605的功率变化。在较佳实施例中，自动增益控制处理检测IF信号功率变化。不用说，也可在RF或接收机的基带级处，完成接收信号功率的变化的测量。

如果信号功率改变大约3dB，那么CDMA信号大于噪声最低值，而且没有任何可导致问题产生的交叉调制分量。在这种情况下，不需要附加的增益调节，但是增加增益将改进接收机灵敏度。IF信号功率改变约(3±0.5)dB，那么仍然认为它是3dB。

如果IF信号功率改变小于3dB1610，那么CDMA信号小于噪声最低值或者不存在可导致问题产生的任何交叉调制分量。在这种情况下，AGC只看见小CDMA信号和噪声。因此，需要增加接收机电路增益1615，从而增加了接收机灵敏度。

如果IF信号功率改变大于3dB，那么交叉调制分量会导致问题产生，从而需要附加增益调节1620。在较佳实施例中，当出现更大干扰时，如果输入增益改变3dB，那么交叉调制分量将改变9dB。在这种情况下，可使平均增益少量地减小(例如，3dB)，直至本发明的处理确定交叉调制分量减至可接受的程度。

可以连续使用本发明的处理、以低速检测交叉调制分量。在较佳实施例中，这个速率是10次/秒。其它实施例使用一次/帧循环的处理。还是其它实施例，运用其它速率的处理，诸如检测到前向链路的显著误差。

图17示出本发明的方法的变通实施例。在这个变通实施例中，引入“占用(hold)”时间。如图16的实施例，运用前面揭示的任何一种功率检测器LNA，和控制器，可用这个变通实施例来控制这里所示的前几种电路的任一种的增益。此外，应注意，虽然参照LNA揭示了这个变通实施例，但是它同样可用以其它类型的放大器，无论是固定增益还是可变增益。

处理从框1702开始，同时“启动”LNA，即，LNA放大接收到的RF信号。在判定菱形(diamond)1704处，确定接收功率是否大于禁止门限值，如前面参照图1-4所讨论的那样。如果接收功率不大于禁止门限值，那么处理回到框1702。

处理保持启动LNA，直至在判定菱形1704中确定实际上接收功率大于禁止门限值，处理转到框1706，其中在预定时间间隔内“禁止”LNA，即，阻止它放大接收的RF信号。可将这个预定时间间隔称为“占用”时间，它是为了限定闭合和断开LNA的切换速率而所需要的。通过附加这个“占用”时间，接收自动增益控制环路(见图1-4和15)可以保持稳定。

在框1706的预定时间间隔(即，占用时间)终止之后，再次测量接收到的功率，而且这次在判定菱形1708中，与启动门限值相比较。在较佳实施例中，判定菱形1708的启动门限值小于判定菱形1704的禁止门限值，从而提供了滞后。然而，这并不是严格要求的。

如果接收的功率大于启动门限值，那么接收功率仍然太高，LNA保持禁止，直至接收的功率小于启动门限值。当接收的功率小于如在判定菱形1708中确定的启动门限值，那么处理继续转到判定菱形1710，以确定是否存在显著的交叉调制分量。通过在短时间内闭合LNA并测量在接收自动增益控制环中的“偏移”(即，AGC补偿量)，可以进行较佳确定。如参照图16所述的那样，存在显著的交叉调制分量时将导致接收信号功率增加，大于只存在所需信号的情况下的增加。接收信号功率的这种额外增加使接收自动增益控制环路向AGC放大器提供更大的增益控制信号。

如果如在判定菱形1710中所确定的那样存在显著的交叉调制分量，那么LNA不重新启动，处理回到框1706，其中在预定时间间隔内LNA保持禁止。然而，如果不存在显著的交叉调制分量，那么通过重新启动LNA和回到框1702，可以增加前端增益以改进接收机的性能。

总之，本发明的方法使移动无线电可以在不同系统的天线附近漫游，同时增加无线电对来自其它系统的射频抗干扰能力。通过减小前端增益，无线电的接收电路的截听点增加，从而来自其它系统的信号毛刺将不导致接收机和解调器的性能降低。

提供对较佳实施例的上述说明，以使熟悉本技术领域的任何人员制作或使用本发明。对于熟悉本技术领域的任何人员而言，对于这些实施例的各种变更是显而易见的，而且可将在此定义的一般原理用于其它实施例，而无需进行创造性劳动。于是，本发明并不限于这里所述的实施例，而是根据与这里所揭示的原理和新颖性相一致的最宽范围。

Claims (8)

1.一种用以调节电路增益的方法，所述电路具有放大器并接收具有功率的信号，所述方法包括下列步骤：

测量所述信号功率；

把所述信号的所述测得功率与第一门限值相比较；

其特征在于，该方法还包括下列步骤：

如果所述测得信号功率大于所述第一门限值，那么在预定时间间隔内减小所述放大器的增益；

重测所述信号功率；

把所述信号的所述重测功率与第二门限值相比较；

改变所述放大器的所述增益；

检测所述信号功率的变化；

如果所述信号的所述重测功率小于所述第二门限值，而且所述检测变化小于预定量，那么增加所述放大器的所述增益。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，减小所述增益的所述步骤包括将所述放大器切换到低增益设定的步骤，和增加所述增益的所述步骤包括将所述放大器切换到高增益设定的步骤。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括如果所述信号的所述重测功率不小于所述第二门限值或者所述检测变化不小于所述预定量，那么在所述预定时间间隔内将所述放大器切换到所述低增益设定的步骤。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第一门限值大于所述第二门限值。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述放大器是固定增益放大器，而且所述低增益设定实质上等于零增益。

6.一种用以改变具有固定增益放大器的接收电路的增益的方法，所述方法包括下列步骤：

接收信号；

用所述固定增益放大器放大所述接收信号；

测量所述放大后信号的放大后的信号功率；

把所述测得放大后的信号功率与第一门限值相比较；

其特征在于，该方法还包括下列步骤：

如果所述测得信号功率大于所述第一门限值，那么在第一预定时间间隔内，阻止所述固定增益放大器放大所述接收信号；

在所述第一预定时间过后，测量所述接收信号的非放大信号功率；

把所述测得非放大信号功率与第二门限值相比较；

在第二预定时间间隔内，用所述放大器重新放大所述接收信号；

测量所述重新放大信号的重新放大后的信号功率；

检测在所述测得非放大信号功率和所述重新放大后的信号功率之差；和

如果所述测得非放大信号功率小于第二门限值，而且所述检测后的差小于预定量，那么重复所述放大步骤。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括如果所述测得非放大信号功率不小于所述第二门限值或者所述经检测的差不小于所述预定量，那么在所述第一预定时间间隔内，阻止所述固定增益放大器放大所述接收信号的步骤。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第一门限值大于所述第二门限值。

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