CN1101771A - 受控制的同时的模拟和数字通信 - Google Patents

Abstract

模拟信息与数字信息同时通信的装置及方法。 通信信道视为多维空间时，数字信息信号被划分成码 元，这些码元利用它们之间预置的距离映象到信号空 间。模拟信号幅度受限以低于分离这些码元的距离 被转变为分量信号并与这些码元相加。和信号被发 送到接收机，该码元被检测并从该已收信号中减去以 获得模拟信号分量。该被发送的模拟信号从这些分 量中重获。含数字端口的系统可从模拟通信频道获 益，含模拟端口的系统可以数字通信频道获益。

Description

本申请涉及题目为“同时进行模拟和数字通信”的专利申请，它与本申请具有相同的申请日。

本发明涉及模拟和数字信号的同时传输，具体涉及在非复用模式下并在通常共同伸展的频带内进行的受控制的同时的模拟信号和数字信号传输。

在现有技术中，当话音和数据经一信道同时传输时，典型地，通过频分复用或时分复用进行传送。在频分复用中，数据信道和话音信道被设置在信道带宽的不同子频带上。这样的例子是美国专利4，757，495，4，672，602和美国专利4，546，212。在时分复用的方案中，话音信号被取样、被数字化并与数字数据交错，以形成经有效信道通信的单一信息流。实际上，每种数字载波系统（例如T₁载波系统）就是这样的例子。

1985年4月16日公开的美国专利4，512，013提出了一种令人感兴趣的方法，它接近于同时进行话音和数据传输的频分复用方法。该方法对话音信号进行滤波并把它加到一个已调制窄带信号上，以形成被发送信号。该窄带已调信号由一个用一载波调制的窄带数字输入信号产生，由此把频率中的窄频带移到频谱中几乎没有话音能量的位置上。在接收机处，根据在由已调数字信号占据的窄频带中话音能量是低的事实，通过适当的解调使该数字信号得到恢复。此后，已恢复的数字信号被再调制、自适应滤波并从接收的信号中减去。再调制的目的在于重复发信机的操作，而被自适应滤波以表明信道特征。结果为所接收的话音。如上所述，该方法的一个突出特征（如第2栏第13-18行所述）在于“一个完整的模拟话音信号和一个已调数据信号能够在正常模拟话音信号频带的部分内通过该数据信号的复用经一正常模拟信道被发送，在所述频带中话音信号是存在的，并且其功率密度特征是低的”。美国专利4，517，013的方法是半双工的。

在调制解调器领域，通过把数字信息转换成模拟形式再经一信道传送。在最基本的形式中，调制解调器对数字信号进行滤波（即使它在频率中移动）以形成一个频带受限信号，并调制该信号以保留在通信信道的通带内。在电话学中，例如该通带可以是在300Hz与3500Hz之间。为了增加已调信号的携带信息的容量，更加先进的调制解调器采用了正交调制。正交调制经常被描述成二维信号空间。为发送话音信息的这种信号空间的使用在1992年1月14日公开的美国专利5，981，647中进行了披露。

描述过这种信号空间的使用以发送数据和话音的文章是A-jashi等人的“经单-电话信道的高速数字和模拟并联传输技术”（见IEEE  Transactions  on  Communications，Vol.30，No.5，May，1992，pp.1213-1218）。不同于已有技术，这里模拟和数据信号被分解成不同的时隙（TDM）或不同的频带（FDM），它们描述了把模拟和数据信号分成两个不同的QAM系统的信道。这就是说，Ajashi等人建议用模拟信号调制同相（in-phase）信道，用数据信号调制正交信道。基于这种描述和对信道均衡的关心，Lim等人在“用于同时进行模拟/数字数据传输的自适应均衡和相位跟踪”（见BSTJ，Vol.60，No.9，Nov.1981，pp2039-2063）一文中对均衡器性能进行了分析（1981年BSTJ论文引述了作为“未发表的”1982年IEEE论文的信息）。

目前还没有人能够实现通过QAM系统的两个信道同时发送数据和话音，并且也还没有人能够实现以全双工方式、经一个单一双向频带有限通信信道同时利用数据和模拟信号进行通信。

当使用本发明的原理时，能同时进行模拟信息和数字信息通信。一般说来，当通信信道被作为一个多维空间考虑时，数字信号被分成多个码元，并且这些码元被映象到在它们之间具有一预置距离的信号空间。模拟信号（通常在幅度上被限于小于分离码元距离的一半）被转换成分量信号并且被加（即矢量加）到各码元上。和信号然后被发送给接收机，在那里各码元被检测并从已接收的信号中减去，以产生模拟信号分量。

在一个示例性实施例中，进入发送机部分的数字流被分成多个字，每个字被映象到一对码元分量上。进入发送机部分的模拟信号被取样，并由每对连续的取样构成一组模拟矢量分量。各模拟矢量分量分别与各码元分量相加，各分量之和被QAM调制，以形成输出信号。各模拟取样对能够通过仅延迟模拟信号和对已延迟的和未延迟的型式取样来产生。

在接收机处，信号首先被解调，并且根据标准调制技术检测该数字信号。然后，被检测的数字信号从已接收的信号中减去，以形成多个模拟取样对，它们被组合以重新构成模拟信号。

线性均衡、回声消除、预加重，以及其它在调制解调器领域公知的改善措施均可应用在使用本发明原理的各实施例中。

示例性的实施例包括控制装置，它响应施加到本文所公开的调制解调器上的输入信号。所述的信号包括来自模拟端口的信号，来自数字端口的输入信号、以及来自具有组合式数字与模拟信号的端口的输入信号。该控制装置控制近端的调制解调器的工作，还将信号发送给远端的调制解调器。

图1表示现有技术的调制解调器的基本结构;

图2示出用于图1系统的信号空间和一个示例性的信号星座图;

图3示出一个QAM模拟系统的信号空间;

图4示出一个交变的数字和模拟系统的信号空间;

图5示出一个组合式数字和模拟系统的信号空间;

图6表示用于组合式数字和模拟系统的发送机部分的一个实施例;

图7示出形成图5的信号空间的矢量相加;

图8表示一种正交调制方案;

图9示出允许一个以上的模拟信号源被同时发送的装置;

图10示出响应图5所示的信号空间的接收机的主要部件;

图11示出包括自适应均衡器的接收机的方框图;

图12示出一个完整的调制解调器的方框图;

图13示出一个与图12所示的调制解调器稍有不同的实施例;

图14示出量化模拟取样的一种结构;

图15示出利用模拟取样的伪随机乘法的加密扰频器的方框图;

图16示出被设置在调制解调器的模拟输入端与模拟端口之间的处理器75，该处理器被用于执行各种信号预处理功能，例如线性预测编码;

图17示出示例性线性预测编码的方框图;

图18示出示例性交替使用不同信号空间的方框图;

图19示出包括被公开的调制解调器和当其不工作时将该调制解调器旁路的装置的方框图。

为了把本公开物放在上下文中，图1示出调制解调器的最基本的方框图，该调制解调器利用正交调制技术传送数字数据。虚线部分100是该调制解调器的发射机部分，虚线部分200是该调制解调器的接收机部分。具体地说，在图1的发射机部分中，数字数据被施加到一个“1对2”映象器110，而映象器110产生两个输出，它们典型地被称作同相和正交的取样值。同相取样值经低通滤波器150被提供给调制器120，调制器120把所施加的信号与一个载波即图1中的Sin    wt相乘。正交取样值经低通滤波器160被施加到调制器130，调制器130把所施加的信号与另一个载波相乘。第二个载波与第一个载波正交，亦即cos    wt。滤波器150和160必须被频带受限在小于w，以便避免折叠，并且被频带限在至少为映象器110的输出取样速率倒数的一半。调制器120和130的输出信号在部件140中相加，以产生该调制解调器的发射机部分的模拟信号。

在工作中，被施加到图1所示装置的数字数据是一个比特流。部件110把输入信号看作一个码元流，并把每个码元映像成一个同相模拟取样值的一个正交模拟取样值，所述的每个码元都包括预选数量的连续比特。

本领域的专业人员经常通过信号空间图来描述图1所示装置所执行的操作，如图2中所示。X轴对应一个载波信号（例如cos    wt），Y轴对应另一个载波信号（sin    wt）。由部件110传递的同相和正交取样值实际上在图2的信号空间中确定了一个位置。因此，部件110能够产生的这组可能的取样值对应着图2的信号空间描述中的一组取样点（即点的星座）。在图2中通过图示示出了一个4点信号星座。然而，众所周知，人们能够生成具有大量信号点的信号点星座。

按照图2所示的特定的点的星座，为了接收由图1所示装置调制的信号，只必须确认被接收信号是在信号空间的第一、第二、第三或第四象限中。这意味着在被接收的信号中存在着很大的活动余度，并且任何仍处在正确象限中的被接收信号被映象到该象限中的正确星座信号点。扩展到其他（并且也许更大）的星座，信号空间能被分成多个区域，相应于被接收信号定位的区域执行接收机的判决。我们称这些区域为“邻近”区域。

返回到图1并说明调制解调器的接收机部分，已调信号被施加到解调器210。该解调器210恢复同相正交分量，并把它们施加给限幅器220。限幅器220把同相正交分量转换成码元，并且把这些码元提供给“解映象”器230。“解映象”器230把这些码元映象成比特流，以形成被恢复的数字数据流。

如果没有任何信号衰减（诸如由于信道中加入噪声引起的），则由解调器210接收的信号完全与由加法器140发送的信号相同，并且（由限幅器）发现该信号的各邻近区域的判定是相对简单和无错误的。然而，加到被发送信号上的噪声使被接收信号在信号空间中移动，并修改送到限幅器220的输入。换句话说，加到经该通信信道流动的信号上的噪声信号与图2信号空间中的一个矢量信号相对应，它被加到一个被发送的取样点上。该被加矢量具有未知的幅度和未知的相位。随后，被加噪声把一个与信号空间中一个点相对应的被发送信号转变成该信号空间中的一个区域。这种现象在图2中用圆环11来描述。有人把这种圆环称作“噪声云”环绕被发送信号的信号空间。

根据以上描述很清楚，为了无差错地检测被发送信号，邻近区域必须是足够的大，以环绕该噪声云。因为被发送信号的平均能量典型地受到其他条件的限制，所以向信号星座覆盖的由X和Y轴代表的无限空间的扩展也受到限制。这一点在图2中用圆环12表示。由圆环12强加的、与由噪声条件强加的对邻近区域大小的限制相关联的限制，限制了在星座中被发送信号点的数量。

如上所述，可以看出在典型的调制解调器设计中，允许的信号能量和所期望的信道合并的逼真度控制着星座的大小。噪声较小的信道可允许较大的星座，而较大的星座允许较高的数字数据通过量。这导致了一个全新的观念，即，利用所有的或基本上所有的可用信号空间来进行信息的传输。按照这种全新的观念，在图3中示出了一个发射机信号空间，在该信号空间内随意地示出了多个信号点。这些点是用来说明发射机被允许发出的各种矢量的。不再有“点的星座”，其中在各星座点之间必须作出判决;这里仅具有完整的信号空间。换句话说，而不具有被映象到一信号空间内的一固定星座上的数字信号，图3描绘了被映象到一信号空间的模拟信号。当构成同相分量的模拟信号与构成正交分量的模拟信号无关时，图3中可行的信号空间可以是矩形的。

在认识到按照图3的信号空间发送模拟信号的优点之后，另一项革新就是在图2和图3的信号空间之间交替。即，该项革新是，当需要发生时发送用户模拟信号或者用户数据信号。这些在图4中示出。

另外，在认识到按照图4的信号空间既可以发送模拟也可以发送数字信号的优点以后，会发现可以采用完全不同的通信手段，使模拟和数字信号的传送能同时表示在一个组合信号空间中，这些在图5中示出，为了便于说明，用虚线21和22标记的边界标示出了4个相邻的区域。

如图5所示，形成围绕每个数字星座点（例如点31）的“信号云”的模拟信号应被限制在它们的动态范围内，以便被完全包含在相邻区域内。因此，这里恰好是在星座大小（它直接影响数字的通量）和被发送模拟信号的动态范围（在某些情况下它译成“分辨率”）之间的一个折衷。

图6示出了最基本地说明了本发明所公开的原理的一种配置。它包括一个“1对2”映象器60，它响应施加在线路61上的数字信号。映象器60在线路62和63上产生两个输出信号，其中每一个输出信号都具有与到达线路61上的数字信号相关的量化幅度的脉冲。图6还包括一个“1对2”映象器50，它响应在线路51上施加的一个模拟信号，并在线路52和53上产生两个输出信号，每一个输出信号都具有与线路51上模拟信号相关的连续幅度的脉冲。输出52和62在加法器70中被合并，输出53和63在加法器80中被合并。加法器70和80的输出构成由图5的信号空间表示的信号的各个分量。如图1中所示，加法器70和80的输出经低通滤波器150和160施加给调制器120和130，并在加法器140中求和，以构成如在调制解调器领域被典型公知的已调信号。

在图6中，部件60被描述为一个“1对2”映象器。然而，应该清楚部件60可以是一个“M对N”映象器。这就是说，部件60能够响应多个（M）数字信号。并且它能产生不同的多个（N）输出信号。类似地，部件50可以是一个“J对K”编码器，它响应多个模拟信号。同样地，由跟在部件50和60后面的一批部件（即部件70、80、120、130、140、150和160）构成正交调制器90，所构成的正交调制器90可以响应部件50和60预定产生的任何多个输出（例如，三维空间、四维空间，等等）。更准确地说，这些部件必须考虑所有被施加的输入信号，并且这意味着它们必须能够处理K或N（随便哪个大）个信号。然而，在这样一种情况中，用户可以假设两个中较大的（K或N）是该系统的维数，并且某些维即没有数字数据，也没有模拟数据（随便哪个被施加）。当然，如果具有没有数字或模拟数据的“维”，则其他信息能够经这些维发送，例如均衡“副（side）”信息。

在信号空间这方面，部件50和60的N个输出信号（假设N＞K）对应于多维空间例如N维空间中的矢量的分量集。该多维空间的座标对应于正交调制器90内的正交调制信号。在图6中，两个正交调制信号是cos    wt和sin    wt，但其他调制信号也是可能的，诸如码分多址（CDMA）模板（template）。为了说明的目的，正交调制信号是产生包括共存的各部件信号的被发送信号的调制信号，并且还允许接收机把接收的信号分离成其组成部件信号，这些信号是响应每一调制信号产生的信号。相应于图5还可以看出，正交调制器90执行由各分量代表的码元矢量的矢量求和，所述各分量是由部件60利用由部件50产生的各分量表示的模拟信息矢量产生的。在图7中对这些将作进一步描述。

参考图1，可能会注意到，即使当加法器70和80的输出信号被直接通信（例如被发送），没利用在正交调制器90中组合它们时，本文公开的原理也可以使用，而不一定要把它们合并到正交调制器90中。而且，正交调制器90可以只是一个带移装置。就加法器70（例如）的输出是频带受限的来说，加法器80的输出能被移动超过加法器70的频带受限输出信号，并与加法器70的输出信号相合并。这些在图8中示出。可以理解，本文所公开的原理可以加以运用在没有数字流存在的那些场合而无需使用部件60。

在立即公开这一点上，一直隐含的是施加到图6的部件50的输入信号是模拟的。然而，这并不必须是严格的情况。按照传统技术，频带受限的模拟信号能够被取样（在合适的耐奎斯特界限内）。因此，可以理解，施加给部件50的输入信号可以是一系列模拟取样。此外，被取样的模拟信号能够被量化并以数字形式表示。确实，已被取样和转换或数字形式的模拟信号后被转换成调幅格式的幅度量化脉冲，例如通常的PCM。所有这些表示是模拟信号的表示。例如，幅度量化的PAM脉冲集与量化误差界限内的原始模拟信号是等同的，所述量化误差是由取样和量化（A/D转换后跟着D/A转换）过程引入的。

在部件50的输入端允许模拟信号的取样和幅度量化这一事实提供了许多益处。其一，它允许将呈现的信号以数字格式施加给部件50。其二，它允许不同信息源的简单复用。于是，例如部件50、60和90能够按照目前调制解调器的现实来实现，即利用一个或多个微处理器在存贮程序控制下执行。

图9示出了一个输入信号复用的例子，它给出了一个包括A/D转换器组30及其后跟着一个多路复用器40的实施例。转换器组30把多个模拟信号，例如线路33和34上的信号转换成数字格式，多路复用器40对它的输入信号多路复用，并把它们施加给部件50。部件30和40分别是通常的A/D和多路复用器。

部件30和40的组合允许提供若干窄带模拟信号给正交调制器90。基本的限制是载波频率和信道的可允许传输带宽。当然，窄带信号可以来自任何信号源。例如，安装在救护车上的系统可以牺牲一些话音带宽，以便允许血压和心脏脉动速率的窄带遥测数据与话音同时被发送。

据此，可以包括一个话音信号能量检测器，例如美国专利5，081，647中所公开的，它可检测静寂周期，并在这些静寂周期期间发送不急迫的遥测数据。静寂周期可以是自然出现的周期，或者为了通信遥测信息（例如有关刚刚被发送或将要被发送的模拟信息）的强制无信音周期。这些将利用图9中的部件31和32来说明。

施加到部件50的输入是数字的（在部件50、60和90的数字装置中）这一事实与施加到部件60的输入也是数字的事实是不应该混淆的。施加给部件60的数字输入是一个其中每一个数字同等重要的数字流。因此，这些数字被转换成码元，该码元被转换成星座点，并且各星座点位于由设在调制解调器的接收机部分中的限幅器（例如图1中的限幅器220）识别的相邻近区域内。反之，施加给部件50的数字信号相应于表示幅度的数字字，并且该数字字的相邻比特间的特定相互关系被保持。如上所述，作为一种基本区域，在星座内围绕一信号点的信号云不代表必须区别的多个信号点。

图10示出了与本文公开的原理相一致的调制解调器的接收机部分的基本方框图。从信道接收的已调输入信号被施加到解调器210，它产生同相和正交分量。这些分量被施加给鉴别码元的限幅器200，所述码元被提供给解映象器230。所有这些均与普通的调制解调器作法一致，如相应于图1的描述。此外，图10包括一个映象器240，响应限幅器220产生的码元，映象器240的输出      是同相和正交分量（在图1设置中被施加给部件150和160）集合的一个精确估计值。映象器240的输出在减法器250和260中被从解调器210的输出中减去。减法器250和260的输出被施加到“2对1”解映象器270，它重新组合各模拟取样值，以形成原始模拟信号的一个估计值。解映象器270执行映象器50的相反的功能。

可以注意到，限幅器220能被设计成直接供应映象器240产生的输出信号;尚且，解映象器230能响应上述信号。从限幅器220和映象器240可合并构成一个单一元件以及解映象器230与加法器250和260响应这个合并元件作出的意义上说，可对图10进行修改。

在模拟形式下（如图6），映像器50响应模拟信号。为了建立起多个输出（在图示的元件50情况下为两个输出），可以采用各种方式。例如，通过对选定的子频带简单地进行滤波和调制，就可以把一个频带受限模拟信号分割成多个基带信号，反之，元件50也可接受多个频带受限模拟信号，并把这多个限带模拟信号分别分配给元件50的不同输出。

在时间抽样的方式（具有模拟电路或数字电路的连续形式），元件50可以简单地把单个模拟信号抽样的路由变换到元件50的不同输出，或是对多个模拟信号进行多路传输，并且按任一惯用方法分配这些信号的抽样。

为了能采用非线性技术来提高通信质量，重要的问题是要实现通路的均衡，以使得码元间的交扰减至最小。可以引用惯用的调制解调技术来承担这一需求。

图11表示一种组合均衡装置框图。具体地说，图11代表一个后接均衡器硬件的调制器（二者合起来可以被视为一个超级解调器）。均衡上硬件包括设在解调器210与限幅器220之间的自适应滤波器280。滤波器280的操作特性由以可修改的方式存储在抽头变更方框290中的滤波器系数来控制。抽头变更方框290响应于减法器250和260的输出信号。滤波器280按照惯用的调制解调技术执行自适应功能。减法器250和260的输出同时加到去复用器275上，而去复用器275的输出则被加到解映像器276。解映像器276包括一系列图10所示的解映像器270。元件275和276的用途是为了说明一个对多个模拟输入进行多路复用的接收机。当然，在没有多路复用的应用条件下，解映像器270可以被取代。

在某些修改的方案中，最容易在模拟信号的功率很小时执行自适应和相应的系数变更。为了把处理过程限制在这一范围，在图11中响应减法器250和260的控制元件295中包括一个功率检测器。方框295也是惯用技术，它包括对包含在减法器250和260的信号中的功率进行计算的一个功率检测电路，并且向方框290传送一控制信号以便启动（或停止）系数变更程序。当然，在控制信号不是由模拟信号获得的情况下，例如是从发射机的边带信息获得时，方框295也可以更一般化。

图11表示了在发送调制解调器的发射机部分与接收调制解调器的接收部分之间、也就是在接收机前端的解调器之后的传输通道上实现均衡的一种布置方式。然而，众所周知的是这种均衡可以在沿着通道的任意点上实现，甚至可以达到调制解调器的发射部分之内。

图12表示按照图9和11所述的整个全双工调制解调器结构。更具体地说，发送机部分（图9）通过混合器300和减法器310与接收机部分（图11）耦合。减法器310以惯用方式与回声消除器320协作，从加到解调器210上的信号中减去不应有的信号。为了简化，图示的回消除器被表示为连接在正交调制器90的输出端，并且对于元件320的模拟实施例来说这是一种非常好的方式。然而，对于数字实施例来说，由于信号率大大降低，众所周知的方式是可以通过使回声消除器响应映像器60的输出来获得系数。

体现本发明所述原理的一种改进如图13所示。读者可以看到在图13中的某些元件是用不同的名称表示的;例如与调制器对应的“Hilbert带通滤波器”等等。这些都是通过不同的计算来获得所需结果的电路，并且对熟悉调制解调技术的人员是公知的。

与所有调制解调的方式一样，回声消除的功能是在运行周期期间，即在远端信号源静止时执行的，并且用回声消除器能使减法器310的输出减至最小。

在结合图6的描述中已指出了元件50的输入可以是抽样模拟信号，也可以是非抽样的模拟信号。在上文中同样描述了在元件50为一个1至2映像器（与1至N映像器相比）并且元件50的理想输出是一对抽样模拟信号的情况下，可以简单地通过使输入模拟信号延迟1/B，并且以速率B为延迟和非延迟的模型进行抽样的方式获得模拟抽样对。由此而提供与按照1/2B秒的速率抽样的原始模拟信号的相邻抽样相对应的抽样对。实际上，如果抽样不是相邻的，通信的保密性就得以增强，而图14表示出了从非相邻的抽样获得抽样对的一种方式。它基本上包括一个用于存储以速率2B到达的K个模拟抽样的输入寄存器55，对寄存器55的输出进行扰频并且建立K个输出的扰频网络56，以及与网络56的输出相对应的寄存器57和58。寄存器57和58每隔K/2B秒存储K/2个模拟抽样，并且按1/2B的速率输出所存储的抽样。扰频网络56可以被简化成一个交叉连接场。

用于增强保密性的另一种方式是需要修改被传送的模拟信号的增益和相位。这种方式类似于对构成加入了构象码元的信号矢量的信号成分所进行的操作或转换。这种转换可以是按照信号的特性，或是仅追加一个伪随机序列的形式。后者如图15所示，其中寄存器72接收模拟信号抽样对并且把一个抽样对中的两部分指定给不同的乘法器（73和74）。乘法器73和74根据从伪随机发生器71收到的相应系数修改外加的信号抽样，形成加到映像器50上的一对修改的信号抽样。这种技术方案的其他细节可参见1990年5月8日授予G.Bremer和W.Betts的美国专利US4，124，516号。

当然，接收机中应该包括与发生器71同步的伪随机发生器，以便对模拟信号进行相应的解码。图15的电路可以被设置在接收机（例如图11的接收机）中，设在建立模拟信号的解映像器之内。设在接收机中的图15所示电路的同步是通过由发送机作为“边带信息”（side  information）传送的同步信息来实现的。

为了更进一步说明保密性的增强，本文中提出了根据输入信号的特性来修改输入信号的实施例。例如可以动态地修改信号的振幅，以便得到高的信噪比。信号的动态比例可以从数字信道或模拟信道上（例如通过与图9实施例连接的一个通信）以“边带信息”的形式传送给接收机。这一方式如图16所示，其中信号处理器75在开关32之前。处理器75修改加到开关32上的信号，并且还提供加到A/D转换器系列30上的上述边带信息。

需要注意的是某些附带的边带信息也可以包括在模拟通道中，即采用从模拟信号流中“偷去”某些抽样的方式。当然，在某些情况下可能会在接收机中造成抽样的丢失，但是若在接收机中采用内插技术就可以产生丢失抽样的近似估计值。

修改信号的另一种方式是通过自动增益控制（AGC）控制其动态范围，这可以通过惯用的方式来实现。

再一种修改信号的方式就是对其编码，并且这种编码包括诸如整个场的预测编码。

预测编码的目的是根据以往的信号预测当前的信号，并且仅传送误差或残留信号;也就是代表真实信号与预测信号之差的信号。当然可以预见到，良好的预测能使残留信号变得很小。仅仅产生很小残留信号的一种方案是对残留信号进行放大（以固定或动态的方式），由此获得良好的信号分辨率和很高的抗噪声度。

残留信号抽样e（n）通常是根据输入信号抽样x（n），x（n-1），x（n-2）和预先选定的系数a1，a2，a3……通过以下的计算而得的，即：

e（n）＝x（n）-alx（n-1）-a2x（n-2）-a3x（n-3）……

值得注意的是系数的编号是由设计者选定的，并且系数的编号也可以是信号特性的函数。对某些信号特性来说，系数的编号可以是2，而对其他信号则可能是3，等等。另外，系数值可以是固定的（并且根据以往的判定来设定）或是可变的，取决于诸如信号的短期历史，码元在星座中的当前号码等等条件。

图16中的处理器75可以被用于执行选择编码。更具体地说，处理器75可以执行对输入信号的特性敏感的线性预测系数发生器的功能，并且同时执行增信滤波器的功能。由处理器75的线性预测系数发生器部分所得的系数作为边带信息被传送给A/D转换器方框，然后被发送给接收机，并在接收机中按照以下计算结果来使用：

y（n）＝e（n）+aly（n-1）+a2y（n-2）+a3y（n-3）……

图17表示处理线性预测编码的发射机和接收机部分的方框图（元件65-60）。标有“svd系统”的方框代表上述（即图13）调制解调实施例（svd调制解调）的接收机和发射机部分。

增强操作的其他方案还有采用预加重的方式。例如进入正交调制器90的“模拟”信号可以被滤波以便对高频成分预加重，而减法器250和260的相应“模拟”输出则可以被滤波，从而去加重。预加重可以在例如A/D转换器30之内进行，或是甚至在其之前进行，例如图12所示的预加重滤波器20。滤波可以在“模拟”信号是真正的模拟量的情况下进行，或是也可在“模拟”信号被表示成数字化形式时，例如当发送机和接收机部分是由数字式硬件实现的情况下进行。

对加到映像器50上的模拟信号采用抽样处理的上述实施例的一个方面是按照奈奎斯特极限对可能包括在该信号中的最高频率进行限制。换句话说，不考虑由通信网络所提供的带宽，以映像器60的比特速率所决定的输入信号抽样对抽样信号的高频设置了一个限制。在某些应用场合，例如在讲话时，即使是需要放弃某些低频信号，也希望能传送较高频率的信号。

这种性能是通过频移来实现的。也就是对讲话的信号限制带宽，把低频带的预定部分删除，所得的带宽受限信号被下移，并对移频信号抽样。

这些操作可以由惯用的滤波和调制电路来实现，或是改用Hilbert滤波器来实现。当然，在接收机处的处理过程是相反的。

上述的各种方案中需要向接收机传输“边带信息”。此外，如上所述，这一信息可以在模拟信道或数字信道上传送。

如果在数字数据通道上传送边带信息，则是采用DLE（数据线逃逸）屏蔽来嵌入边带信息。具体地说就是在通道信息被暂停时把边带信息插入数据通道的比特流中。按照DLE屏蔽方式，在边带信息之前有一个被称为“指令序列”的专用比特序列，并且可以由两个固定长度的比特流构成，或是由后接一个终止序列的一个可变长度的比特流构成。指令序列指示此随后的数据是边带信息而不是主要的通道数据。

由于任何被选做指令序列的比特序列都可能会出现在用户的数据比特流中，采用了一种保护方法，以确保出现在用户数据中的指令序列样品不会被解释成真空的指令序列。在发射机中，在系统中把边带信息嵌入数据流的同一点处监控输入比特流，以便查出用户数据中的指令序列样品。在该比特流中被测出指令序列样品的各个点上，发射机紧接在原文之后插入一个复制序列。

在接收机处再次在输入比特流中监控指令序列的样品。如果检测到一个指令序列，就检查紧随其后的比特流是否为同一序列的复制样品。如果检测到一个复制序列，就表示该原文序列属于用户数据而不是真实的指令标记，接收机就从数据流中删除该复制序列并连续监控。然而，如果未检测到复制序列，该序列就是一个真实的控制标记。接机从主信道数据流中除去指令序列和承后的边带信息，并且把边带信息发送到相应的目的地。

无论在用户比特流中有多少连续重复的指令序列样品，上述方法都可以使用。对每个样品分别处理，把一个复制样品插入原文之后。在接收机处对各对样品分别处理，把一对样品中的后者除去。其结果是，如果在接收机中检测到相互跟随的指令序列样品的相同号码，则输出将包含用户数据流的样品的一半号码，并且没有边带信息。如果检测到样品的不同号码n，在输出的输出数据流中将包含（n-1）/2个样品，并且在由最后的（非复制的）指令序列指定的接收机中传送边带信息。在描述了多种对基本实施例的增强方案之后，显然从中可以产生各种新的组合来实现各种应用。例如图18中示出了一种在不同时间采用不同信号空间的方式。在预选的时间可以使用不同的信号空间，或是可以独立地使用。图18的发送机部分包括一发送机信号空间开关410，一数据专用信号空间编码器411，一模拟专用信号空间编码器412，一模拟及数字信号空间编码器413，以及一两用信号空间编码器414。相应地，接收机部分包括一接收信号空间选择开关420，一数据专用信号空间解码器421，一模拟专用信号空间解码器422，一模拟及数字信号空间解码器423，以及一两用信号空间解码器424。

数据专用编码器411对应图6中在线51上没有输入时的编码器。模拟专用编码器412对应图6中在线61上没有输入时的编码器。模拟及数字编码器413对应图6中的上述编码器，而两用编码器414是在图6中线61的码元仅被加到一个正交调制器上，并且图6中线51上的信号仅被加到另一个正交调制器上的条件下所构成的编码器。

如上文所指出的，可以事先设计出信号的空间变化，例如按照预定的码元时间（即使用码元计数器415和选择器416）来设计。用户可能希望交替地单独传送数据和模拟信号，而计时速率则完全由用户随意选择。反之，用户也可以发送特定信号空间模式的标题，并且在模式发生变化时再次发送标题。信号空间在两个通信方向上不一定相同。所有这些发送过程都是通过在通信的两个调制解调器之间的“信号交换”协议来实现的;这种方式在图16所示实例中只不过就是TX码元计数器416与RX码元计数器426之间的同步。

在上文中已经概括地讨论了边带信息的传送问题，然而也可能需要向某地发送特定形式的“边带信息”：接通及拆除连接。

在普通电话被连接到模拟端口的应用场合，问题在于如何接通及拆除连接。图30示出了实现这一任务的方式，其中有一个控制器610被连接到调制解调器600。

如上所述，大多数现有的调制解调器都是在一个处理器中依靠存储程序的控制作用来实现所需的功能。也就是说，其功能是通过程序对代表信号的号码进行操作，并最终产生呼叫信号的方式来实现的。为了实现这一过程，控制器610被设计成在出现适当状态时使调制解调器600中的正常程序流程中断。

这样，当电话机620“摘机”时，控制器610就测出这一状态并且向调制解调器600中的微处理器发出一个中断信号。调制解调器600随之进入一种“控制模式”，读入由控制器610提供给调制解调器600的指令。当控制器给出“摘机”状态时，调制解调器600就做出改变，使到达模拟端口的信号能直接传到电话网络。在调制解调器600中可以通过启动一个独立的信号通路来实现这一功能，或是通过对信号通路中的各个元件进行调整来达到相同的结果。当电话机620被如此连接时，拨号音就能传到电话中心局并实现连接。

当一个连接被接通到远端用户时，调制解调器600就传送一个单音，确定其本身为a）调制解调器，以及b）为svd调制解调器。一旦当一个连接被接通到远端设备时，并且当该远端设备确定了其本身是一个svd调制解调器时，调制解调器600就分析其svd调制解调器的结构。如果远端设备识别出基本身是一个非svd调制解调器，调制解调器600就按照普通调制解调器的连接方式把其数字端口连接到远端设备。最后，如果远端设备                是一个普通电话机，调制解调器600就保持其“短路”模式。

要拆除一个连接是非常容易的。由控制器610检测一个“挂机”状态，并且在数据侧没有“通话”被接通时，控制器610就向调制解调器600发出信号使其关断。

上述的“摘机”和“挂机”信号仅是为了用于说明，当然也可以使用其他信号，例如在模拟侧，控制器600可以响应包括“＃”和“＊”单音的按钮音序列。而在数字侧则可采用DLE屏蔽信号。按照这种方法，在仅仅维持数字通路时，数字信号源可以实现“断路”。

虽然上面公开的内容阐述了初始连接的运行，但相同的原理也适用于已公开的调制解调器的其它控制。更具体地说，控制器610能检测出挂断键（hook-flash）它是瞬时的“挂机”状态，时间并不长到是以由电话中心局检测为“拆线”信号，控制器610响应该挂断键，使有关的调制解调器进入控制状态。一旦进入控制状态，调制解调器600就将来自电话设备的DTMF信号解释为控制信号。如果设计者愿意，也可将来自调制解调器600模拟端口的信号解释为控制信号。另外，在可行的意义上也可表明，数字信道的正常传输能够进行。

图19还示出了调制解调器故障模式的强化。这种强化会有利于结合进所公开的调制解调器的所有应用中，即使在没有局内电源的情况下接通电话功能也是很希望的。具体地说，图19中含有一对从调制解调器的模拟侧到一对继电器接点630的引线。继电器接点630布置成当调制解调器600工作时将电话网引线连接到调制解调器600的电话网端口上，否则连接到调制解调器600的模拟端口上。使接点630动作的继电器线圈（图中未示出）可以简单地响应于向调制解调器600供电的引线，或者响应于调制解调器600的“状态OK”输出引线。

对可实现的控制进行归纳，可以存在下列状态：

a.首先建立数据通信，然后建立话音通信;

b.首先建立话音通信，然后建立数据通信。

首先建立数据通信。当这种情况发生时，近端SVD调制解调器通知远端调制解调器，表明它是一个SVD调制解调器，如果远端调制解调器也是一个SVD调制解调器，则建立这个通信通路。当远端调制解调器在一个预定时间间隔内不自行标识出是一个SVD调制解调器（通过以适当的音调作回答）时，近端SVD调制解调器就认为远端调制解调器不相符合，因为它不是SVD调制解调器;于是，近端调制解调器回复到常规的调制解调器结构（如果它已处于SVD方式），或者保持于常规的调制解调器结构（如果它已不处于SVD方式）。

当远端调制解调器是一个SVD调制解调器而且数字通信已建立时，话音通信可根据需要来建立。对两端用户所要求的就是拿起他们的手机并开始通话。要实现这一点，希望开始对话的一方需发出一个警示信号。因此，控制器（例如610）发送一个警示音调给被警示的调制解调器，并由接收方调制解调器的控制器识别该音调。对此作响应，远端调制解调器的控制器将一个警示音调（例如振铃信号）加到被警示地点的电话机上。

根据要求，可以弃除其某一种或两种通信方式。当任何一条通信通路被废除时，该控制器不需做什么。仅当两条通信通路都被废除时，才牵涉到该控制器;在这种情况下，拆除与电话中心局的连接。

当起先发出一个话音呼叫时，始发端的调制解调器不需要知道响应端的调制解调器是否是一个SVD调制解调器。实际上，预期着的很多的接收方调制解调器都不是SVD调制解调器，因此，控制器610一般是将该调制解调器预置为常规结构状态，并据此发出该呼叫。

当试图建立数据通路时，最初的测试必须确定响应端的调制解调器是否是一个SVD调制解调器。这个判断的实现，如上所述，是由SVD调制解调器通过发送一个控制序列给响应端的调制解调器来做到的。如果返回信号表明响应端的调制解调器不是SVD调制解调器，则数据连接无效。反之，如果返回信号表明响应端的调制解调器是SVD调制解调器，则始发端的调制解调器向响应端的调制解调器发送一个命令序列，向它指明，认定它是SVD结构。发生这种情况时，始发端的调制解调器还认定其SVD结构对两个数字通信点之间的正常协议是有效的，并开始数据通信。

Claims (11)

1、在含有一个信号空间映像器及后接一个调制器的系统内，其中加给该映像器的数字输入符号被指配给N维空间内的一个星座点，该调制器中由该星座点调制N个相互正交的载波信号，其特征在于，所作的改进包括：

一个包括在该映像器内的模拟端口，用以接收一组N个模拟信号样值，

所述的映像器包括一个电路，它根据N个模拟信号样值组的情况，改变上述星座点的指配，供数字输入样值应用。

2、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，包括控制装置，它响应数字输入符号，以检测控制信号。

3、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，包括控制装置，它响应数字输入符号，以应用数据通信换码（DLE）屏蔽来检测控制信号。

4、一种调制解调器，其特征在于包括：

一个信号映象器，具有在一个数字端口施加到该映象器的数字信号和在一个模拟端口施加到该映象器的模拟信号;

一个调制器，响应该信号映象器，用于在由一个N维信号空间所表示的调制器的一个输出端口成生一个已输出信号，该N维空间含有多个N维值，通过所加的数字信号，在与加到所说映象器的数字符号相并值的每一个中具有一个预定点，以及在与加到所说信号映象器的模拟信号相关值的每一个中的其它的点，和

用于将该调制器耦合到该调制解调器的输出端口的装置。

5、如权利要求4的调制解调器，其特征在于包括：耦合到模拟端口的控制器装置，用于检测加到该模拟端口的控制信号并用于将该控制信号加到该调制解调器。

6、如权利要求5的调制解调器，其特征在于，所说的控制器装置检测连接到该模拟端口的一个电话装置装的摘机状况。

7、如权利要求5的调制解调器，其特征在于，所说的控制器装置检测预定的按键拨音信号序列。

8、如权利要求5的调制解调器，其特征在于，所说的控制器还被接到的数字端口并被用来检测在所说数字端口的控制信号。

9、根据权利要求5所述的调制解调器，其特征在于，所述的控制装置对连接在模拟端口上的电话设备检测其挂断键（hook-flash）状况。

10、根据权利要求5所述的调制解调器，其特征在于，所述的控制装置对连接在模拟端口上的电话设备检测其挂断键状况，并使该调制解调器处于一种命令状态。

11、根据权利要求10所述的调制解调器，其特征在于，当该调制解调器处于控制状态时，所述的控制器将来自电话设备的DTMF信号解释为调制解调器控制信号。

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