CN110113080B - 多中继无线系统门限判决辅助的快速z转发协作方法 - Google Patents

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CN110113080B CN201910423173.7A CN201910423173A CN110113080B CN 110113080 B CN110113080 B CN 110113080B CN 201910423173 A CN201910423173 A CN 201910423173A CN 110113080 B CN110113080 B CN 110113080B
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Abstract

本发明提供一种多中继无线系统门限辅助判决的快速Z转发协作方法：当|LLRi|<θ2i时，中继节点Ri不参与转发，系统根据该时隙参与转发的中继节点个数N，将总功率平均分配给参与转发的各中继节点；否则中继节点Ri转发经θ1i截断后的LLRi；若LLRi大于θ1i，则令LLRi等于θ1i；若LLRi小于‑θ1i，则令LLRi等于‑θ1i；否则LLRi不变。其中，θ1i与θ2i均为实数，分别为总功率约束条件下使系统误比特率最小的上限、下限门限值，且0≤θ2i＜θ1i；LLRi为中继节点Ri接收信号判为0和判为1概率的比值，再取e等数为底对数后计算得到的值。本发明所述方法应用在多中继无线通信系统中，实现通信节点间距离较远或者有障碍物遮挡时信息的有效可靠传输，在未来5G及下一代无线通信中，具有较高的实用价值。

Description

多中继无线系统门限判决辅助的快速Z转发协作方法
技术领域
本发明属于数字通信工程技术领域，涉及一种多中继无线系统门限判决辅助的快速Z转发协作方法，适用于多中继场景下的门限辅助判决。
背景技术
在无线通信中，用户可通过中继彼此间消息到达目的节点来完成协作，以获得空间分集增益，提高传输有效性和可靠性。目前，主要有以下两种常用中继协作：放大转发(AF)和译码转发(DF)协作。在AF协作中，中继节点接收到从源节点发送过来的信息后，进行放大处理，再转发到目的节点。但中继节点放大有用信号的同时，噪声也被放大，存在噪声放大问题。在DF协作中，中继节点通过译码可去除源到中继节点(S-R)链路传输时引入的噪声，能有效解决AF协作噪声放大问题。但当源到中继节点(S-R)链路信道质量较差时，中继节点无法正确译码，极大影响系统误码率。为结合AF、DF协作优点，弥补两者之间不足，现有多种改进方法。如基于信噪比或循环冗余校验码的AF、DF切换机制，多中继系统中基于信噪比或对数似然比(LLR)的中继选择机制等。其中信噪比是指一个接收机中信号与噪声的比例；循环冗余校验码是一种通过某种数学运算来建立数据位和校验位约定关系的常用校验码；LLR为接收信号判为0和判为1概率的比值，再取e等数为底对数后计算得到的值。但当所有中继链路信道质量都较差时，前面所提的切换和中继选择机制并无多大帮助。为解决这一挑战，人们着手研究软消息转发协作。
在DAF协作中(“X.Bao and J.Li.Efficient Message Relaying for WirelessUser Cooperation:Decode-Amplify-Forward(DAF)and Hybrid DAF and Coded-Cooperation[J].IEEE Transactions on Wireless Communications,2007,6(11):3975-3984”)，中继节点解码接收到的消息，但不执行硬判决，仅将计算出的软信息LLR放大后协作前传，较好结合了AF和DF协作的优良性能。其中硬判决一般可认为是对解调器输出信号的连续取值(或者大量可能的离散取值)近似为有限多个(或较少的)离散值的过程，高于判决门限值的判为1，否则判为0。但该种协作转发方式使得中继节点处转发的信息取值范围过大，将增加调制难度。故人们提出一种估计转发(EF)协作(“K.S.Gomadam and S.A.Jafar.Optimalrelay functionality for SNR maximization in memoryless relay networks[J].IEEEJournal on Selected Areas in Communications,2007,25(2):390-401.”)，在信道软译码后(软译码是与硬判决相对的译码方法，即保留解调器输出信号的连续取值，不做近似处理)，计算tanh(LLR/2)后转发，较好约束了中继节点处转发信息的取值范围。然而tanh(x)为非线性函数(线性是指两个变量之间存在一次方函数关系)，若中继节点采用EF协作转发消息，在目的节点处接收到信号的概率密度函数将无法计算，仅能使用最大比值合并(MRC)进行判决译码。为逼近tanh(x)函数曲线，并使转发函数具有线性或分段线性，人们提出一种分段转发(PF)协作(“S.Tian,Y.Li and B.Vucetic.Piecewise-and-Forward Relayingin Wireless Relay Networks[J].IEEE Signal Processing Letters,2011,18(5):323-326.”)，其中继函数可看作tanh(x)函数的分段逼近和简化。但PF协作的门限设置只考虑了一条源到中继(S-R)链路的信道情况，当多中继时，对软消息可靠性的利用并不充分。虽性能略优于AF和DF，但远非最优。因此，出现了Z转发(ZF)协作(“X.Lu,J.Li and Y.Liu.Aparametric approach to optimal soft signal relaying in wireless parallel-relay systems[C].2014 IEEE International Conference on Acoustics,Speech andSignal Processing(ICASSP),Florence,2014:2744-2748.”)，中继比较门限θ与LLR大小，截断转发LLR。若LLR大于θ，则令LLR等于θ；若LLR小于-θ，则令LLR等于-θ；否则LLR不变。但在ZF协作中，LLR较小时，第i个中继节点Ri依旧参与转发。但当LLR较小时，它所包含的可靠性消息不足，对目的节点正确译码帮助不大，且在第二时隙协作传输过程中需要的发射功率更大，导致中继节点能耗利用不合理。
发明内容
针对ZF协作所有中继节点均参与转发导致的能耗利用不合理缺陷，为响应未来5G等下一代绿色无线通信理念，本发明方法提出了一种多中继无线系统门限判决辅助的快速Z转发协作方法，适用于多中继场景下的门限辅助判决。本发明方法改进了现有非最优、功率分配不合理的协作，提供了一种改进的中继协作，即DT-FZF协作。本发明可使无线通信设备之间不通过基站和中继站即可直接通信，同时方便了各区网络基站运用大规模天线传输技术，具有较好实用价值，可有效用于第五代移动通信等下一代无线通信。
对本发明使用的MRC方法予以解释：
最大比合并(MRC)方法
MRC方法是一种把各链路信号按信噪比加权相加并使输出信噪比最大的信号合并方法。首先，在接收端按照各链路信道质量决定信号权重因子，
Figure GDA0003504681960000031
其中，αi为复数，表示第i个中继到目的节点链路的权重因子；hi为复数，表示第i个中继到目的节点链路的信道系数；σi为复数，表示第i个中继到目的节点链路的噪声功率；M为大于0的自然数，表示中继节点数目。
然后，接收端将各链路信号按其权重因子αi合并，且合并后信号为：
Figure GDA0003504681960000032
其中，y为复数，表示合并后信号；xi为复数，表示从第i个中继到目的节点链路接收到的信号。
本发明通过以下技术方案实现：
一种多中继无线系统门限判决辅助的快速Z转发协作方法，当|LLRi|<θ2i时，第i个中继节点Ri不参与转发，系统根据该时隙参与转发的中继节点个数N，将总功率平均分配给参与转发的各中继节点；否则中继节点Ri转发经θ1i截断后的LLRi。若LLRi大于θ1i，则令LLRi等于θ1i；若LLRi小于-θ1i，则令LLRi等于-θ1i；否则LLRi不变。具体经以下步骤实现：
1)第一时隙，源节点广播信号给所有M个中继节点，M为自然数，此时各中继节点接收到的信号为：
Figure GDA0003504681960000041
其中，PS为大于0的实数，表示源节点发射功率；
Figure GDA0003504681960000042
为复数，表示源到第i个中继(S-Ri)链路信道系数，服从均值为0、方差为
Figure GDA0003504681960000043
的复高斯随机分布，且i为自然数，范围为1到M；
Figure GDA0003504681960000044
为复数，表示均值为0、方差为
Figure GDA0003504681960000045
的加性高斯白噪声；xS为取值+1或-1的实数，表示信道输入的信号变量；
Figure GDA0003504681960000046
是实数，表示信号xS经过衰落信道后的输出。
2)各中继节点计算从源到第i个中继(S-Ri)链路接收到信号的LLRi：
Figure GDA0003504681960000047
其中，log(x)为loge(x)的缩写。
将式(3)代入式(4)得：
Figure GDA0003504681960000048
其中，
Figure GDA0003504681960000049
3)比较LLR与门限θ2的大小，若|LLR|大于θ2，中继节点参与第二时隙的转发，否则不参与转发，其中θ2为总功率约束条件下使系统误比特率最小的下限门限值；
4)系统计算第二时隙所需的能量并分配给各中继节点；
当|li|≤θ2i时，
Figure GDA00035046819600000410
当|li|>θ2i时，
Figure GDA00035046819600000411
其中PR为大于0的实数，表示给定的系统总功率；N为该时隙参与转发的中继节点个数，
Figure GDA0003504681960000051
其中，
Figure GDA0003504681960000052
表示大于x的最小自然数。
5)根据门限θ1与θ2大小，参与转发的中继节点对计算所得LLR进行截断：
Figure GDA0003504681960000053
其中，θ1i与θ2i均为实数，分别为总功率约束条件下使系统误比特率最小的第i个中继节点的上限、下限门限值，且0≤θ2i<θ1i。
6)第二时隙，中继节点发送步骤5中处理过的信号到目的节点：
Figure GDA0003504681960000054
其中，
Figure GDA0003504681960000055
为大于0的实数，表示中继节点Ri发射功率；li为复数，表示经中继节点Ri处理后的LLRi，由式(7)计算可得；
Figure GDA0003504681960000056
为复数，表示从第i个中继到目的节点(Ri-D)链路的信道系数，服从均值为0、方差为
Figure GDA0003504681960000057
的复高斯随机分布；
Figure GDA0003504681960000058
为复数，表示均值为0、方差为
Figure GDA0003504681960000059
的加性高斯白噪声；yRiD为复数，表示表示信号li经过衰落信道Ri-D后的输出。
7)目的节点使用最大比值合并方法(MRC)，合并所有接收信号后，并译码。合并后的信号可表示为：
Figure GDA00035046819600000510
其中，αi为复数，表示各链路的权重因子；yD为复数，表示使用MRC合并所得信号。
步骤(7)中目的节点采用MRC合并时各链路的权重因子由以下步骤给出。由式(7)得，第二时隙第i个中继节点转发的li已不再符合高斯分布，但依旧可用高斯近似来表达其概率密度函数，li可近似服从均值为μi、方差为
Figure GDA0003504681960000061
的复高斯随机分布。此时li可由下式表示：
Figure GDA0003504681960000062
其中，
Figure GDA0003504681960000063
为复数，表示采用高斯近似所得噪声；
Figure GDA0003504681960000064
Figure GDA0003504681960000065
Figure GDA0003504681960000066
其中，
Figure GDA0003504681960000067
将式(10)代入式(8)得，目的节点经由链路Ri-D接收到的信号为：
Figure GDA0003504681960000068
由式(14)可得各链路的权重因子为：
Figure GDA0003504681960000069
其中，h*表示h的共轭。
步骤(5)中的门限θ1i与θ2i取值由以下步骤决定。其中θ1i最优取值已在ZF协作(见“X.Lu,J.Li and Y.Liu.A parametric approach to opt imal soft signal relayingin wireless parallel-relay systems[C].2014 IEEE International Conference onAcoustics,Speech and Signal Processing(ICASSP),Florence,2014:2744-2748.”)给出，在以下步骤中，将作为已知参数使用。在总功率约束下，最小化多中继协作系统端到端BER问题可转为以下优化问题：
Figure GDA0003504681960000071
其中，Pe(θ21,θ22,…,θ2M)为大于等于0的实数，表示门限值为θ21,θ22,…,θ2M时，系统的总BER。
因源节点发送信号xS＝+1的概率与发送信号xS＝-1的概率相等，故为不失一般性，假设第一时隙发送信号xS＝+1。此时，多中继协作系统端到端BER可由下式计算：
Figure GDA0003504681960000072
其中，P(A)为大于等于0的实数，表示事件A发生的概率；
Figure GDA0003504681960000073
为源节点发送信号xS＝+1时，目的节点从Ri-D链路接收到信号的概率密度函数。接下来讨论其计算方法。
由式(7)得，当源节点发送信号xS＝+1(-1)时，中继节点Ri在第二时隙转发信号li的概率密度函数分别为：
Figure GDA0003504681960000074
Figure GDA0003504681960000075
其中，f(li|xS＝+1)和f(li|xS＝-1)分别表示源节点发送xS＝+1和xS＝-1时，中继节点Ri在第二时隙转发信号li的概率密度函数；δ(x)为狄拉克函数，θ2i≤|li|≤θ1i。
因第i个中继到目的节点(Ri-D)链路的加性高斯白噪声服从均值为0、方差为
Figure GDA0003504681960000081
高斯分布，故：
Figure GDA0003504681960000082
将式(18)～(20)代入式(8)得，源节点发送信号xS＝+1(-1)时，目的节点从Ri-D链路接收到信号的概率密度函数为：
Figure GDA0003504681960000083
Figure GDA0003504681960000084
其中，
Figure GDA0003504681960000085
和
Figure GDA0003504681960000086
分别表示源节点发送信号xS＝+1和xS＝-1时，目的节点从Ri-D链路接收到信号的概率密度函数；
Figure GDA0003504681960000087
为卷积符号；
Figure GDA0003504681960000088
Figure GDA0003504681960000089
Figure GDA00035046819600000810
Figure GDA00035046819600000811
Figure GDA00035046819600000812
Figure GDA00035046819600000813
将式(21)代入式(18)即可得Pe(θ21,θ22,...,θ2M)与θ2i之间的关系式。
本发明所提出的DT-FZF协作中断概率由以下步骤给出：
由式(7)得，当-θ2i<LLRi≤θ2i时，中继节点Ri不参与转发。若第二时隙，所有中继节点均不参与转发，系统将发生中断，中断概率为
Figure GDA0003504681960000091
其中，P(-θ2i<LLRi≤θ2i)为0～1之间的实数，表示中继节点Ri不参与转发概率；Pout为0～1之间的实数，表示系统发生中断的概率。由式(4)得，
Figure GDA0003504681960000092
故：
Figure GDA0003504681960000093
将式(30)代入式(29)，即可得系统中断概率。
当S-Ri-D链路信道质量相同时，
Figure GDA0003504681960000094
其中，Pe为中继节点Ri不参与转发概率。
由式(31)得，随着中继节点数目M增大，系统中断概率以指数次下降。当M较大时，Pout≈0，故本发明所提DT-FZF协作可较好适用于多中继场景。
附图说明
图1为本发明所述方法的流程示意图。
图2为两跳多中继系统模型。
图3为输入信号取值范围限制在(-50,50)时，不同协作下的中继函数曲线。
图4为输入信号取值范围限制在(0,30)时，不同协作下的中继函数曲线。
图5为不同θ2i取值对双中继系统误码率(BER)性能的影响。
图6为各链路信噪比相同时，采用不同协作的双中继系统BER。
图7为各链路信噪比相同时，采用不同协作的双中继系统各中继节点能量分配情况，M＝2000。
图8为各链路信噪比相同时，采用不同协作的双中继系统各中继节点能量分配情况，M＝1。
图9为采用不同协作下的双中继系统BER比较，
Figure GDA0003504681960000101
图10为采用不同协作下的双中继系统各中继节点能量分配情况，M＝2000，
Figure GDA0003504681960000102
图11为各链路信噪比相同时，采用不同协作的三中继系统BER。
图12为不同中继数目下的系统中断概率曲线。
其中，图中的AF表示放大转发协作；SDF表示选择译码转发协作；EF表示估计转发协作；PF表示分段转发协作；ZF表示Z转发协作；DT-FZF表示门限判决辅助的快速Z转发协作。
具体实施方案
以下通过优选实施例，并结合附图对本发明作进一步详细描述。
本发明方法所提出的门限辅助判决快速Z向转发(DT-FZF)协作可应用在多中继无线通信系统中，实现通信节点间距离较远或者有障碍物遮挡时信息的有效可靠传输，并不只限于以下实施例所详细说明的领域。当|LLRi|<θ2i时，中继节点Ri不参与转发，系统根据该时隙参与转发的中继节点个数N，将总功率平均分配给参与转发的各中继节点；否则中继节点Ri转发经θ1i截断后的LLRi。若LLRi大于θ1i，则令LLRi等于θ1i；若LLRi小于-θ1i，则令LLRi等于-θ1i；否则LLRi不变，如图1所示，图1中的省略号表示其余中继节点的协作处理过程，与中继节点R1相同。
本发明的具体实施方式，可通过以下图例来详细说明。
附图2为两跳多中继系统模型。由一个源节点S，一个目的节点D和M个中继节点Ri(i＝1,2,...,M)组成，且M为大于0的自然数，源与目的节点间无直传链路。信号采用最简单的二进制相移键控(BPSK)调制，各链路为准静态瑞利衰落信道，在每个码字传输过程中，信道系数保持不变，但在不同码字传输过程中，信道系数随机变化。假设中继与目的节点均可通过信道估计等方法获得各链路较为准确的信道状态信息(CSI)。
附图3为不同协作方法，中继节点输入与输出信号关系图，输入信号由式(4)计算。源到中继(S-R)链路的信噪比(SNR)为7dB，θ1＝8，θ2＝4。附图4为输入信号约束在(0,30)时附图3的放大图。当LLR大于8时，DF、PF、ZF与DT-FZF曲线达到上限且基本重叠。
附图5为S-Ri链路SNR分别为0dB、1dB、2dB时，不同θ2i取值对双中继系统BER性能的影响。当θ2i取值过大时，部分有利于目的节点译码的软消息li不被中继节点转发，双中继系统BER急剧上升。随着S-Ri链路信道质量改善，中继节点Ri从链路S-Ri接收到信号的平均LLRi提高，LLRi中包含的平均可靠性消息增多，更有利于目的节点译码，故双中继系统BER随之减小。
附图6为各链路信噪比相同时，采用不同协作下的双中继系统BER。当SNR较低时，中继节点R1、R2均无法正确译码的概率较高，故SDF协作BER最高。当SNR提高时，中继节点R1、R2至少有一个可正确译码概率提高，SDF协作选择S-Ri链路信道质量最优节点Ri转发信号，此时系统BER低于AF协作。当目的节点处采用MRC合并信号用以译码时，EF和PF协作均无法获得分集增益(“S.Tian,Y.Li and B.Vucetic.Piecewise-and-Forward Relaying inWireless Relay Networks[J].IEEE Signal Processing Letters,2011,18(5):323-326.”)。故当SNR较高时，这两种协作的BER均高于AF协作。在ZF协作中，当LLRi较小时，它所包含的可靠性消息不足，对目的节点正确译码帮助不大，且在第二时隙协作传输过程中需要的发射功率更大。在DZF协作中，当|LLRi|<θ2i时，中继节点不参与转发，系统根据该时隙参与转发的中继节点个数N，将总功率平均分配给参与转发的各中继节点。故DT-FZF协作性能优于ZF协作，且是六种协作方法中最优的。但在双中继系统中，某一中继不参与转发时，系统等同于S-Ri链路信道质量更佳的三节点单中继系统，故较ZF协作，DT-FZF协作性能优化并不大。在BER为10-2时，约有0.4dB性能增益。
附图7.8为各链路信噪比相同时，采用不同协作方法的双中继系统各中继节点能量分配情况。附图6、7分别为系统传输2000个和1个数据块(1个数据块中包含500比特)时，各中继节点的能量分配情况。各中继节点分配到的能量比率由
Figure GDA0003504681960000111
计算，其中M为数据块个数，Pi为传输1比特数据所需的能量(不同信道条件下，不同数据块中，传输1比特所需能量不同)，Pall是传输M个数据块所需的总能量。不同于ZF协作均分能量给各中继，在DT-FZF协作中，系统根据接收到LLRi的大小决定将能量全部分配给R1(R2)或者均分给各中继。由附图7、8得：因两条链路信道质量相同，故在多次转发过程中，各中继节点分配到的总能量虽有差异但相差并不大。但在单次转发过程中，各链路信道质量必定有所差异，故各中继节点分配到的能量还是具有一定差距。
附图9为
Figure GDA0003504681960000121
时，采用不同协作方法的双中继系统BER。附图10为，各中继节点能量分配情况。由附图10得：当S-R2-D链路信道质量降低时，不同于ZF协作，DT-FZF协作将更多功率分配给中继R1，此时可获得更多性能增益。在BER为10-2时，约有0.55dB性能增益。但总体来说，六种协作性能均变差。
附图11为各链路信噪比相同时，采用不同协作方法的三中继系统BER。在三中继系统中，当某一中继不参与协作转发时，系统等同于链路信道质量更佳的双中继系统，仍存在分集增益。且两个以上中继不参与转发概率较小。相比于双中继系统，此时可获得更多性能增益。在BER为10-3时，较ZF协作，约有0.6dB性能增益。
附图12为不同中继数目下，系统中断概率曲线。θ2i较小时，单个中继节点不参与转发概率较小，系统中断概率较小。随着SNR提高，中继节点Ri处计算得到的LLRi增大，|LLRi|<θ2i概率减小，系统中断概率降低。由式(31)得，随中继节点数目M增大，系统中断概率以指数次下降。在SNR为0dB时，四中继系统的中断概率约为10-5，接近于双中继系统SNR为8dB时的中断概率。在SNR为10dB时，四中继系统的中断概率约为10-13，对于实际应用来说，此时的中断概率约等于0。故本发明所提DT-FZF协作方法可较好适用于多中继场景。
在未来5G及下一代无线通信中，设备之间可以不通过基站和中继站直接通信，且各区网络基站会运用大规模天线传输技术。故在实际无线通信过程中，存在多个可使用的中继节点，该发明具有较高实用价值。
尽管已清晰描述了本发明的实施例，但对本领域的技术人员而言，可在不脱离本发明方法原理和精神情况下，对这些实施例多种变化、修改、替换和变型，则本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。即通过改变本发明方法所述方法中各链路信道质量，中继节点个数，信号调制解调方式，最优门限值等参数，仍属于本发明所述方法的范畴，仍受本专利保护。

Claims (5)

1.多中继无线系统门限判决辅助的快速Z转发协作方法，其特征在于：按如下步骤完成：
1)在第一时隙，源节点广播信号xS给所有M个中继节点，且M为自然数，xS为复数；
2)各中继节点根据信号xS，计算得到其LLRi；其中，i为自然数，且范围为1到M；LLRi为：接收信号判为0和判为1概率的比值，再取e等数为底对数后计算得到的值；
3)将步骤2)所得的LLRi，与门限θ2i比较，得到第二时隙参与转发的中继节点个数N，且N为自然数；其中，门限θ2i为总功率约束条件下使系统误比特率最小的下限门限值，且为大于0的实数；若|LLRi|大于θ2i，中继节点参与第二时隙的转发，否则不参与下一步转发；
4)根据参与转发中继节点个数N，执行总功率平均分配方法，得到第i个中继节点在第二时隙的发射功率PRi；
5)根据门限θ1i大小，θ1i为总功率约束条件下使系统误比特率最小的上限门限值，且为大于0的实数，参与转发的中继节点采用LLR截断方法，得到经处理的信号l；
若LLRi大于θ1i，则令LLRi等于θ1i；若LLRi小于-θ1i，则令LLRi等于-θ1i；否则LLRi不变；
6)在第二时隙，第i个中继节点按照分配到的功率PRi发送经处理的信号l至目的节点；
7)目的节点使用MRC方法合并所有接收信号，并译码；
若合并后信号大于0，则译码为+1，否则译码为-1；译码结果即为所得的最后结果。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤4)具体包括以下步骤：
步骤4.1：计算该时隙参与转发的中继节点个数N，其中N为大于0的自然数：
Figure FDA0003513796200000021
其中，
Figure FDA0003513796200000022
表示大于x的最小自然数；
Figure FDA0003513796200000023
li为复数，表示经第i个中继节点处理后的LLRi；PS为大于0的实数，表示源节点发射功率；
Figure FDA0003513796200000024
为复数，表示源到第i个中继节点的链路信道系数；
Figure FDA0003513796200000025
为方差；
步骤4.2：当|li|≤θ2i时，
Figure FDA0003513796200000026
当|li|＞θ2i时，
Figure FDA0003513796200000027
其中PR为大于0的实数，表示给定的系统总功率；PRi为大于0的实数。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤5)中LLR截断方法具体为：
步骤5.1：各中继节点计算从源到第i个中继节点的链路接收信号的LLRi：
Figure FDA0003513796200000028
其中，log(x)为loge(x)的缩写；
Figure FDA0003513796200000029
是复数，表示信号xS经过衰落信道S-Ri后的输出，由下式计算
Figure FDA0003513796200000031
步骤5.2将式(3)代入式(2)并化简得：
Figure FDA0003513796200000032
其中，
Figure FDA0003513796200000033
其中，PS为大于0的实数，表示源节点发射功率；
Figure FDA0003513796200000034
为复数，表示源到第i个中继节点的链路信道系数，服从均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000035
的复高斯随机分布，且i为自然数，范围为1到M；
Figure FDA0003513796200000036
为复数，表示均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000037
的加性高斯白噪声；xS为取值+1或-1的实数；
步骤5.3：根据门限θ1i与θ2i大小，中继节点对计算所得LLR进行截断，其中，0≤θ2i＜θ1i；
Figure FDA0003513796200000038
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤7)中MRC合并方法具体为：
步骤7.1：第二时隙，所有中继节点发送经步骤5)处理过的信号到目的节点：
Figure FDA0003513796200000041
其中，li为复数，表示经第i个中继节点处理后的LLRi，由式(4)计算获得；
Figure FDA0003513796200000042
为复数，表示从第i个中继节点 到目的节点Ri-D链路信道系数，服从均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000043
的复高斯随机分布；
Figure FDA0003513796200000044
为复数，表示均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000045
的加性高斯白噪声；yRiD为复数，表示li经过衰落信道后的输出；
步骤7.2：由式(5)得，第二时隙第i个中继节点转发的li近似服从均值为μi、方差为
Figure FDA0003513796200000046
的复高斯随机分布，此时li的表示式：
Figure FDA0003513796200000047
其中，
Figure FDA0003513796200000048
为复数，表示采用高斯近似所得噪声；
Figure FDA0003513796200000049
Figure FDA00035137962000000410
Figure FDA0003513796200000051
其中，
Figure FDA0003513796200000052
将式(7)代入式(6)得，目的节点经由链路接收到的信号为：
Figure FDA0003513796200000053
步骤7.3：由式(11)得各链路的权重因子为：
Figure FDA0003513796200000054
其中，h*表示h的共轭，αi为第i个中继节点 到目的节点Ri-D链路权重因子。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述门限θ1i在ZF协作中已知，所述门限θ2i采用以下步骤计算：
步骤3.1：在总功率固定的约束下，最小化多中继协作系统端到端BER转为以下优化问题：
min Pe(θ21，θ22，...，θ2M)
Figure FDA0003513796200000061
其中，Pe(θ21,θ22,…,θ2M)为大于等于0的实数，表示门限值为θ21,θ22,…,θ2M时，系统的端到端BER；
步骤3.2：设源节点发送信号xS＝+1，此时，多中继协作系统端到端BER由下式计算：
Figure FDA0003513796200000062
其中，P(A)为大于等于0的实数，表示事件A发生的概率；
f(yRiD|xs＝+1)为源节点发送信号xS＝+1时，目的节点从第 i 个 中继节点到目的节点Ri - D 链路接收到信号的概率密度函数；
步骤3.3：由式(4)得，当源节点发送信号xS＝+1、xS＝-1时，中继节点Ri在第二时隙转发信号li的概率密度函数分别为：
Figure FDA0003513796200000063
Figure FDA0003513796200000071
其中，f(li|xS＝+1)和f(li|xS＝-1)分别表示源节点发送 信号xS＝+1和xS＝-1时，中继节点Ri在第二时隙转发信号li的概率密度函数；δ(x)为狄拉克函数；θ2i≤|li|≤θ1i；
因第i个中继节点 到目的节点Ri-D链路的加性高斯白噪声服从均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000072
高斯分布，故：
Figure FDA0003513796200000073
其中，
Figure FDA0003513796200000074
为复数，表示均值为0、方差为
Figure FDA0003513796200000075
的加性高斯白噪声；
将式(15)～式(17)代入式(6)得，源节点发送信号xS＝+1、xS＝-1时，目的节点从第i个中继节点 到目的节点Ri-D链路接收到信号的概率密度函数分别为：
Figure FDA0003513796200000076
Figure FDA0003513796200000081
其中，
Figure FDA0003513796200000082
和
Figure FDA0003513796200000083
分别表示源节点发送信号xS＝+1和xS＝-1时，目的节点从第i个中继节点 到目的节点Ri-D链路接收到信号的概率密度函数；
Figure FDA0003513796200000084
为卷积符号；
Figure FDA0003513796200000085
Figure FDA0003513796200000086
Figure FDA0003513796200000087
Figure FDA0003513796200000088
Figure FDA0003513796200000089
Figure FDA00035137962000000810
步骤3.4：将式(18)代入式(14)，得Pe(θ21,θ22,...,θ2M)与θ2i间的关系式。
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