CN110024328B - 一种具有控制平面网络的通信网络 - Google Patents

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Abstract

通信网络包括节点。节点能够通过当代网络进行通信，该网络不久将包括5G。一个、一些或所有节点也能够通过前代网络进行通信，4G将不久降级到前代网络。第三节点通过当代网络从第一节点接收第一信号，通过当代网络从第二节点接收作为第一信号的重传的第二信号，以及通过前代网络从第一节点和/或第二个节点接收网络维度参数。网络维度参数能够使第三节点确定第一节点和第二节点的精确位置。使用网络维度参数的函数，第三节点可以将第一信号和第二信号相关并从中生成简化信号。

Description

一种具有控制平面网络的通信网络
相关申请的交叉引用
本申请要求提交于2016年10月30日的美国临时专利申请62/414,786的优先权，其通过参考并入此处。
技术领域
本发明涉及通信网络领域，尤其涉及一种具有控制平面网络的通信网络。
背景技术
通信网络是通信系统的基础。图1是示出具有共线节点和直线节点的通信网络100的拓扑的示例的图。通信网络100包括集群102和104和因特网网关节点106以提供对节点的因特网访问，每个集群中具有十三个节点。典型的部署可以在每个集群内具有多达2千个或更多个节点，其中每个节点可以通过无线链路互连，其中每个节点可以隔开预定距离，例如，五十米至二百五十米。对于具有多个节点的通信网络，如何进行优化的控制和信号传输，一直是通信网络研发的重点。
发明内容
为解决以上问题，本发明公开了一种具有控制平面网络的通信网络的通信系统，包括：具有重复布局图案的多个节点，所述节点包括第一节点和第二节点；第三节点，其经由无线介质耦合到所述第一节点和所述第二节点；一个或多个控制平面网络节点，其经由所述无线介质耦合到所述第三节点；其中，在操作中：所述第一节点发送第一信号，所述第一信号由所述第二节点和所述第三节点接收；所述第二节点将所述第一信号作为第二信号发送，所述第二信号由所述第三节点接收；一个或多个所述控制平面网络节点发送网络维度参数，所述网络维度参数由所述第三节点接收；所述第三节点根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数，将所述第一信号和所述第二信号相关；以及所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应(IIR)滤波后的信号至一个或多个节点，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行IIR滤波后的信号；其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
本发明还公开了一种具有控制平面网络的通信网络的通信方法，应用于第三节点，包括：从第一节点接收第一信号以及从第二节点接收第二信号，其中，所述第二信号是所述第一信号的重传；从一个或多个控制平面网络节点接收网络维度参数；根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数，将所述第一信号和所述第二信号相关；以及所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应滤波后的信号至一个或多个节点，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行无限脉冲响应滤波后的信号；其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
本发明还公开一种具有控制平面网络的通信网络的通信系统，应用于第三节点，包括：用于从第一节点接收第一信号以及从第二节点接收第二信号的装置，其中，所述第二信号是所述第一信号的重传；用于从一个或多个控制平面网络节点接收网络维度参数的装置；用于根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数将所述第一信号和所述第二信号相关的装置；以及用于由所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应滤波后的信号至一个或多个节点的装置，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行数字无限脉冲响应滤波后的信号；其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
附图说明
图1是示出具有共线节点(co-linear node)和直线节点(rectilinear node)的通信网络的拓扑的示例的图。
图2是示出根据一些实施例的数字无限脉冲响应(IIR)中继器网络的节点的示例的框图。
图3是示出使用自由空间光学装置来发送和接收信号的常规节点的示例的框图。
图4是重复图案中的节点的框图。
图5是描绘具有IIR滤波器实现方式的节点的示例的示意性框图。
图6是表示通过数字IIR中继器网络中的多个节点传播的原始信号的强度和从接收原始信号的接连节点发送的原始信号的拷贝的强度的示例的示意图。
图7是根据一些实施例的PLL模块的实例的示意性框图。
图8是示出可以用于带外(OOB)控制平面/网络的节点中的模块的示例的示意性框图。
图9是示出可以在具有数字IIR中继网络的地理上分散的区域上实现的MIMO体系结构的示例的图。
图10是示出带外(OOB)到MU-MIMO连接的示例的图。
图11是具有4个2x2模块的MIMO移动天线的示例的图。
图12是使用控制平面网络向通信网络节点提供网络维度参数的方法的示例的流程图。
具体实施方式
图1是示出具有共线节点和直线节点的通信网络100的拓扑的示例的图。通信网络100包括集群102和104和因特网网关节点106以提供对节点的因特网访问，每个集群中具有十三个节点。典型的部署可以在每个集群内具有多达2千个或更多个节点，其中每个节点可以通过无线链路互连，其中每个节点可以隔开预定距离，例如，五十米至二百五十米。
在一些实施例中，节点A1-A13和B1-B13中的每一个都可以连接到路灯，从而将每个节点固定到具有基本规则间隔的特定地理位置。因为许多现代街道沿直线基本上规则间隔定位，所以同一街道上的柱子通常沿线性信号路径基本上规则间隔定位。为了利用这种理想的布局，节点可以沿着规则间隔的线性信号路径耦合到路柱。由此，可以对节点进行线性定位，并发送由定向RF天线或其它定向EM发射器生成的信号。因此，建立了自回传能力，可用于照明网络，用于智能网格网络的辅助功能，用于地铁移动互联网接入，以及建立了用于蜂窝4G网络、新兴的5G网络以及其他应用的回传能力。在任何两个节点之间还可以有其他路灯和其它物体，这是由于根据城市景观的光照需求，柱子通常相隔20米这样近。
如图所示，一些节点可以沿线性信号路径定位。例如，参见集群104的节点B1-B6。在特定实现中，从节点到节点中继毫米波信号(例如，～60MHz)。一个节点，如节点B6，可以接收从多个节点发射的毫米波信号，例如节点B5、B4、B3、B2和/或Bl。假设节点B6接收节点B4的传输，节点B5处的接收信号和节点B6处的接收信号可能由于节点B5和B6从节点B4的衰减和相对距离而稍微不同。节点B6也将接收来自节点B5的信号的传输。由于节点B6具有两个信号传输(一个传输来自节点B4，而另一传输来自B5)，节点B6可以对接收到的信号应用相关方法以得到增强的相关信号，并减少因所述信号的多个传输导致的干扰。如果存在与节点B6互连但没有接收到信号的任何其它节点，则节点B6将所述相关信号发送至互连的所述其他节点。因此，根据互连节点的各个距离的函数、在所述互连节点的每一个处的信号处理延迟以及所述多个传输的相应衰减，来对信号执行相关性。如果这些互连的所述其它节点接收到来自节点B4和/或节点B5的任何其它传输，则这些互连的所述其它节点还可以向接收到的信号的多个传输应用相关方法。
一旦节点B5接收到从节点B4发送的第二信号，第二信号可以被降频转换，第二信号是这样的符号时间信号：每个符号具有一个或多个比特。取决于第一信号如何被传输，第二信号可以从一个信号被降频转换为基带，或者可以从一个信号被转换为电基带信号。由于自由空间损耗、大气吸收、植物或其他因素，第二信号可以具有衰减，以及具有传播延迟tp1。然后对符号时间第二信号进行滤波、信号处理，并将其放大(作为具有tpl+Δp的时延的第三信号，其中Δρ是节点的信号处理延迟)。第三信号随后被升频转换到射频(和/或从电信号转换为光信号)，并传输至其他互连节点(例如，节点B6)。
由于节点是共线的，所以在节点B6处接收的第四信号由来自节点B4的第一信号(具有额外的信号衰减和tp1+tp2的传播延迟)以及来自节点B5的第三信号(具有信号衰减和tp1+tp2+Δp的传播和处理延迟)的合成。第四信号在节点B6处被信号相关所处理以利用信号处理(“SP”)技术获得相关的第五信号，类似于回波消除或其它SP技术。理想地，相关性对模拟信号操作，而不转换为数字格式，因为转换到数字格式将增加等待时间(latency)延迟。
集群102和104可以具有1Gbps或更多以太网流量的总带宽。通信网络100的拓扑使得源自因特网网关节点106的流量传播到集群102和104的每个节点。集群102和104的每个节点将由因特网网关节点106发起的模拟信号中继到其它互连节点。由于节点不存储和转发任何数据包，所以传送数据的等待时间是极小。集群102和104中的活动链路可以通过预定义的方法确定，例如生成树法或备选方法，使得网格拓扑在不循环的情况下形成树结构。集群102和104可以具有叶-干线常规结构，其中，干线方向朝向因特网网关节点106，而叶方向朝向节点。
网状网络的主要标准是集群102和104的每个节点能够从因特网网关节点106接收数据流量。节点A1-A13和Bl-B13也应该是共线的，使得一些共线节点可以接收该中继信号的多个传输以用于相关，此外，节点A1-A13和B1-B13可以是通过Wi-Fi或经由以太网用单个或多个物理线连接与终端用户设备无线或有线连接，使得终端用户能够通过互联网网关节点106访问互联网。
点对多点定向波束还可用于通过以相干方式中继相同的信号来增强从多个共线和/或直线节点发送的信号。可以对从节点到节点的信号的每个后续传输进行相关化和增强，以改善网络的整体范围并减少因信号的多个传输导致的干扰。
网状网络由此可以规模化为多达或大于2,000个节点(为常规Wi-Fi网状接入点解决方案的节点尺寸的至少20至50倍，而不降低与数据包等待时间关联的有效流量载荷速度)。该大网络维度规模可归因于在不使用数据包存储和转发的情况下将升频后的RF信号和/或自由空间光信号快速中继到基带电信号以及返回升频后的RF信号和/或自由空间光信号。
图2是示出根据一些实施例的数字无限脉冲响应(IIR)中继器网络的节点200的示例的框图。节点200包括发射器Txl-Tx4、接收器Rxl-Rx4以及矩阵交换器(矩阵开关)202，矩阵交换器202引导发射器Txl-Tx4、接收器Rxl-Rx4的数据流以及任何内部节点流量。内部节点流量可以包括遥测信息(包括相应节点和网络的诊断数据)以及来自Wi-Fi网状接入点(“AP”)或千兆以太网端口1000Base-T的外部回传流量。
由于网状拓扑形成了没有环路的树结构，矩阵交换器202可以被重新配置为根据网络拓扑和链路方向将发射器Txl-Tx4和接收器Rxl-Rx4定向。在一些实施例中，矩阵交换器202可以是逻辑电路，其将节点的接收器之一连接到该节点的发射器之一，以将接收到的信号重发到具有其它互连节点的一个或多个活动链路。例如，如果接收机Rx4接收到要经由发射器Txl和Tx2支持的活动链路来重发的一个信号，则矩阵交换器202将从接收器Rx4接收到的信号路由到发射器Txl，Tx2以经由活动链路发送到其他节点。假设发射器Tx3不支持活动链路，则发射器Tx3将不发送接收到的信号。此外，矩阵交换器202还可以将所有入站流量沿共线方向相关，以将相关信号重发到其它节点。
图3是示出使用自由空间光学装置发送和接收信号的常规节点的实例的框图300。节点可包括光发射器Txl-Tx4、光接收器Rxl-Rx4以及具有相关处理器330的矩阵交换器302。此处，接收器Rxl-Rx4包括用于光到电转换的逻辑块，发送器Txl-Tx4包括用于电到光转换以产生自由空间光信号的逻辑块。
对于接收器Rxl，光学检测器320用于检测来自相邻节点和/或来自超出所述相邻节点的共线节点的激光信号。一旦光信号被转换为电信号，转换后的电信号由放大器322放大，然后由滤波器324滤波。然后滤波后的信号输入到矩阵交换器302。在滤波器332的脉冲形状滤波之后，矩阵交换器302使用其发射器中的任一发射器将滤波后的信号发送到下游节点或上游节点，然后通过LED激光二极管驱动器344将滤波后的信号转换为光信号。发射器Txl-Tx4和接收器Rxl-Rx4可以具有类似的硬件实现，并在相同的光波长下工作。
根据IP协议，能够对诸如遥测数据等的内部节点生成的流量和/或来自摄像机、音频麦克风以及连接到节点的其他设备的次级流量进行数字化和打包。这些数据包可以经由Wi-Fi逻辑块328或任何其他连接装置被馈送到千兆位二层以太网交换机326。第2层交换机326具有来自矩阵交换器302内的相关器处理器330的控制以调节层2交换机326内的先进先出("FIFO")，使得可以避免流量冲突。
来自第2层交换机326的数据包信号被发送到调制器/编码器+解调器/解码器329，这符合标准千兆比特以太网数数据包。然后对数字信号进行调制和编码，以传输到节点的发射器Txl-Tx4中的任何一个。可以通过矩阵交换器302的配置来确定数字信号的方向。相关器处理器330可以对来自共线方向或直线方向的多个接收信号进行时间对准以形成增强的相关信号，并减少因信号的多个传输导致的干扰。该对准由集群内的节点的地理位置的信息来帮助。地理位置数据可用于确定相邻节点的共线和节点之间的相对距离。该信息用于确定节点的相移和信号水平以形成相关的增强脉冲信号并减少来自多个传输的干扰。相关器处理器330还可以确定不相关的信号，从而确定是否向前发送相关信号，或者确定在该脉冲信号时间帧期间是否存在冲突。
除了光信号外，毫米波频率范围的电磁波也用于数据通信。在毫米波频率范围(例如，～60GHz)，即使是4微米的路径长度差也可以导致中继器节点的硅基板(其中，介质磁导率约11.9)中的信号传播的1度的相移。如果在中继器节点的相同基板(相同芯片)内实施包括用于接收的芯片内置天线和用于传输的芯片内置天线的模拟中继器，则这不是主要问题，因为可以以足够高的精度控制所述芯片内置天线之间的跟踪长度以确保正确的中继器操作所需的相位相干性。然而，这会违反RX(接收)信号和放大的TX(发射)信号彼此隔离至少100dB以防止平均正反馈的要求，使接收机的低噪声放大器(LNA)饱和。
在多芯片实现方式中，中继器的RX和TX侧被嵌入到具有足够大的物理分离的不同芯片中以提供足够的RF屏蔽以满足100dB的隔离要求，会导致不受控的相位不确定性以及与频率有关的传播延迟达到1ns。在典型的子载波(OFDM)调制方案中，长中继器链(5个或更多中继器节点)中的最大传播延迟可以相当于多千兆比特数据传输的符号长度，这导致复合信号的严重失真/劣化，需要使用复杂的时域均衡来恢复接收端上的原始信号。此外，因各种阻抗失配和不连续性(尤其是馈线连接于芯片内置天线)导致的不可避免的反射进一步影响延迟和延迟扩展。甚至对于1.5的良好天线电压驻波比(VSWR)，约20％的信号电压或4％的信号功率被反射。虽然馈点处的4％反射功率不会严重降低天线传输效率，但是反射波将耦合到发射器的功率放大器(PA)以使(PA的)输出失真。得到的混响将极大地增加不想要的延迟扩展。
在密集中继器部署中，节点间间隔可以小到40m，并且原始信号的每一拷贝(相位翘曲和时间延迟)将具有类似的幅度。这使得利用有限脉冲响应(FIR)均衡滤波器不起作用，反而执行了采用自适应IIR抽头延迟均衡滤波器。但是，这样的滤波器不能以严格的模拟方式容易地实现，这是因为尽管IIR均衡滤波器本身可以完全在模拟域中完成，但是IIR均衡滤波器的自适应算法必须在数字域中完成，这将需要使用超高速模数转换器(ADC)。由于其固有的数字不稳定性，模拟IIR均衡器也不适合于大于10个节点的抽头长度。所述模拟IIR滤波器的复杂度进一步因以下事实加重：需要链中的每个网络节点的至少两个抽头准确地对由每个节点创建的传播延迟扩展进行建模。
鉴于上述问题，本文描述的各种实施例针对提供适用于对数字IIR中继器网络节点之间的信号(诸如毫米波信号)进行通信的数字IIR中继器网络的配置。毫米波信号具有较强的方向性，适用于短距离通信，诸如街道块之间的通信。本发明中的毫米波信号旨在表示在20-100GHz的频率范围内的信号，例如约60GHz，其是无许可频率范围。对于数字IIR中继网络的基础架构，在美国专利11，094，119中公开了适用的结构，其全部内容以引用的方式并入本文中。
1.数字无限脉冲响应(IIR)方法
根据一些实施例，为了实现数字均衡方案，在AD转换后，在数字域中实现IIR滤波器。此外，为了实现数字均衡方案，可以采用直接转换(零中频)体系结构，因为该体系结构可以是适合于毫米波频率范围的最可行的频率转换结构。在直接转换体系结构中，ADC的输出可以已经处于基带(BB)水平，因此，易于使用数字信号处理器(DSP)实现数字IIR滤波器。数字IIR系数可以由它们各自的振幅和相位来指定。如果我们假设两个网状节点之间的最小距离为20m，则如果所述网状网络节点的地理位置可以确定为5cm以内，则可将IIR系数的振幅估计为+/-0.5％的精度，甚至对于大的网状网络来说，这将会超过足够的时间。对于短网络，网格节点IIR系数的相位不能通过单独的地理定位而可靠地确定，使用本发明中所述的相位和符号时钟同步机制可以实时提高精度。
图4是呈重复布局图案的节点的框图400。在图400中，节点402-1到402-9(共同作为节点402)旨在用于表示重复布局图案。图4的实例中的重复图案为正方形，但是可以使用其它重复图案，诸如矩形、六边形等等。产生简化信号的节点必须知道重复布局图案的形式以利用某些简化技术，如IIR滤波。
在图4的示例中，节点404旨在表示当多个信号都是来自单个源节点(例如，经由无线链路、网关节点等耦合到网的无线设备)的信号的传输或重传时，将来自对应多个节点(子多个节点402)的多个信号相关的节点。节点404生成使用重复布局图案中的子多个节点402的相应距离的函数所生成的简化信号。该函数还可以考虑子多个节点402处的信号处理延迟和与来自子多个节点402的信号传输关联的衰减。
箭头406用于表示对应于来自子多个节点402的多个信号的相关的简化信号，应注意的是，连接所述节点402与另一节点以及与所述节点404的线指示邻接，但是应当理解，节点402和节点404可以在远离的其他节点的范围内。
图5是描绘具有IIR滤波器实现方式的节点的示例的示意性框图500。该节点包括Rx天线502、Rx共线段504、DSP506、Tx共线段508、Tx天线510。Rx共线段504包括模数转换器514和压控振荡器516，Tx共线段508包括压控振荡器518。通过Rx天线502接收的毫米波信号由Rx共线段504进行模数转换，通过DSP506处理转换后的数字信号，其中，DSP506的IIR滤波器512执行输出信号至输入信号的共相位化，输出信号被Tx共线段506进行数模转换并从Tx天线508输出。
有利的是，由于DSP506已经用于基带调制解调器，IIR滤波器512的数字实现几乎无成本。相反，IIR滤波器的模拟实现可能必然庞大且昂贵，并且可能需要一组高速ADC来计算IIR滤波器的自适应系数，这大大增加了IIR滤波器模拟实现的成本。
此外，由于DSP506计算的处理延迟，原始毫米波信号(例如，输入信号)的每一个拷贝彼此充分分离并从原始毫米波信号中分离出来。为此，拷贝不太可能互相干扰，并且每个拷贝的延迟扩展不太可能从一个节点累积到下一个节点。此外，如果线性链中的节点被精确且均等地间隔开，这意味着拷贝(和原始信号)也被精确且均等地间隔开，则具有等于两个连续节点之间的时间间隔的延迟的IIR滤波器512的简单抽头延迟线架构将去除大部分时间信号相关。这假定接收到的信号不是直接重传的，因为否则将意味着当前节点之前的所有节点所发射的原始毫米波信号的所有拷贝的重传，这将极大地使均衡过程变得复杂，因为接连拷贝的连续累积会引起IIR滤波器512变得越来越不稳定。这也将导致延迟扩展累积，从而迫使IIR滤波器512处理不断增加的延迟扩展，因此需要更复杂的IIR结构来应对处理延迟和延迟扩展。
此外，通过对IIR滤波后的信号而不是接收到的信号(输入信号)进行重传，组合波形采用干净的衰减梳状，至少在理论上干净的衰减梳状更适合于以上讨论的简单的抽头延迟线架构。然而，如果总路径长度大，则延迟扩展、延迟抖动和高环境噪声(热加闪烁噪声)和干扰的组合将会破坏传输信号。图6是表示通过数字IIR中继器网络中的多个节点传播的原始信号的强度和从接收原始信号的接连节点发送的原始信号的拷贝的强度的示例的示意性图600。
为了减少累积信号破坏，在节点1-5处生成的每个IIR滤波信号在解调后被进行符号级的进一步再生、再整形和重新调制，以进行重传。只要符号级判决(切片)是正确的(需要低误码率(BER))，再生信号将接近从节点0发送的原始毫米波信号，且重传的拷贝将很大程度上不受信号破坏的影响。由于数字域IIR滤波和后续解调和符号量化(或更一般地为符号判决，其中判决过程可以是硬判决，例如矢量量化，或是软判决，像最大似然判决，其输出被转发到软前向纠错(FEC)已经是基带解码过程的一部分，所以再生的信号可以直接从基带解调和解码过程的相关级的输出流中导出。实际上，符号再生不需要考虑，并且可能不需要额外的DSP处理。使用再生符号进行重传的优点在于，再生过程很大程度上消除了由于噪声引起的信号失真和破坏、干扰、延迟扩展等，只要正确地检测到符号，在非常低的BER环境中这在很大程度上是真实的。该再生通过防止下游差错传播提高了所有下游节点的BER。然而，符号判决误差将在下游传播，这具有增加所有下游节点的BER的可能性。因此，像所有基于判决的均衡技术一样，本申请中讨论的数字域IIR均衡是非线性均衡技术，表现出极高的非线性行为。另一方面，即使众所周知的线性均衡器可以减少符号间干扰(ISI)，当BER足够高时，再生均衡实际上会导致较差的误差传播。
在毫米波频率范围(例如，～60GHz)，甚至相对小的相控阵列可以具有极窄的波束宽度。这导致两个重要的简化。首先，由于来自相邻线性链的干扰实际上是可忽略的，所以只需要考虑用于IIR过程的单中继链。其次，非常窄的波束宽度和来自衍射效应的可忽略贡献意味着可以忽略多径衰落。这使得对IIR系数的幅度的确定是极简单的，因为幅度遵循自由空间传播的平方反比律乘以大气吸收的指数衰减特性。大气吸收对大气中的水蒸气含量有很小的依赖，并且需要被监控以实时获取IIR系数。然而，IIR系数的相位对发射和接收节点之间的精确距离具有极敏感的功能，因为即使在IIR系数的幅度中的任何可能的不确定性都完全可忽略，但是网络节点之间的距离的2.5mm不确定性也会意味着总相位的不确定性。
当重传信号与自由传播载波相位相一致时，与IIR滤波器的抽头权重关联的复杂角度变为零。这可以通过载波相位获取阶段来实现以锁定本地振荡器的相位(和频率)，然后利用锁相本地振荡器调制待重传的信号。然而，必须关心调制级与发射天线之间的相位差，以及在接收和发射天线处的自由传播载波之间的差。如果RX和TX天线和RF电子设备都嵌入在同一基板内，则这将不会出现问题。然而，RX和TX之间的100dB隔离要求会使得其不可实现。
显然，载波相位获取或恢复对于上述方法的成功是基本的。载波恢复和符号时钟恢复必须是正确的，以便对符号进行解调并恢复发送的信息。符号时钟可以处于正确频率，但是在错误相位的话，解调仍然是不成功的。然而，毫米波器件倾向于具有高得多的相位噪声，这使得相位和时钟恢复变得困难。幸运的是，由于毫米波技术的最新进展，现有的毫米波频率范围(例如，～60GHz)收发器已经配备有相当精确的载波恢复机制，以使能够使接收器正确解调出较高的正交调幅(QAM)信号。QAM解调需要精确的频率和相位同步以正确地对准I和Q轴。载波频率估计中的任何误差将导致所接收的信号星座在接收器的I-Q平面中连续旋转，所述估计误差将使接收的信号星座相对于假定的I-Q轴旋转。更高的QAM(诸如32QAM或64QAM)具有相对大的星座，因此,即使小的相位误差会导致较大的误差向量，这使得通过这些收发器获得的技术特别显著。
鉴于上述问题，在一些实施例中，为了确保所述重传信号与所述接收信号彼此同相，RX芯片和TX芯片置于同一平面上，并将相应天线与RX和TX芯片集成在一起。
在一些实施例中，为了确保重传信号和接收信号的同相状态，相同的本地振荡器(LO)用于调制和解调。当第二LO(例如，VCO518)用于TX，同时保持RX LO(例如，VCO516)是相同的，则可以使用TX LO来同步RX和TX之间的相位。为了确保正确的相位同步，用于第二LO的相位检测器测量在所述RX信号和所述TX信号之间在它们各自的中心馈点处测量的相对相位，并且相位误差信号(来自所述第二相位检测器)用于通过标准锁相环(PLL)机制来控制VCO。上述方法与传统PLL方法的主要差别是：不是监控外部时钟信号与LO时钟信号之间的相对相位，而是监控输入时钟信号和输出信号之间的相对相位，此处输出信号是由第二LO驱动的。要注意的是，第二LO时钟信号和输出信号之间的相移已经在相位误差信号中被考虑，因此不需要估计理想信号同步所需的相位补偿。
在一些实施例中，为了确保重传信号和接收信号的同相状态，通过首先对接收来自第一节点(节点0)的信标信号的第二节点(节点1)执行线性搜索(1-D搜索)来迭代地确定每个节点的补偿相位，然后在已经确定第二节点的相位之后，确定第三节点(节点2)的补偿相位，诸如此类。有利的是，线性搜索是非常有效的已建立的技术，其通常在几次尝试中找到相当准确的答案。可将每次迭代使用的目标函数视为抽取后的信号相关性以降低计算要求。
一旦传播链中的每个节点满足同相要求，所有节点都可以相干地重传，这实际上将这些节点变成巨型一维相控阵。该IIR权重现在变为：(1)，(1，1/2)，(1，1/2，1/3)，(1，1/2，1/3，……1/n)，…，如果大气吸收被忽略的话；或更一般地为：(1)，(1，a/2)，(1，a/2，a2/3)……,(1……,，an-1/n)，因为除了可以容易测量的大气吸收因子之外，IIR系数是已知的，任何附加的适配或学习都是不必要的，只要所有节点都在视距(LOS)内。如果任何特定节点或节点是离线的，则相应的IIR权值可以简单地设置为等于零。可以看出，所有这样的IIR滤波器都是数字稳定的，而不考虑在线性链中有多少节点。这避免了确保自适应IIR均衡滤波器的稳定性的根操作的复杂过程，该复杂过程使得难以将自适应方法扩展到多于多个节点。
所述IIR均衡方法的简单性也适合于快速DSP计算，能够显著地降低DSP的计算负载。对于不能完全满足LOS条件的情况，自适应FIR滤波器可与上述IIR滤波器结合使用以执行部分自适应多节点均衡。由于FIR滤波器总是稳定的，所以这种自适应方法不会导致稳定性问题。
在此应当注意，如果节点不是基本上规则间隔开的，则相应的数字域IIR滤波器可能变得更加复杂，需要比节点数量更多的抽头权重。出于相同原因，如果不执行相位同步，则相应的数字域IIR滤波器变得更加复杂，需要复杂的自适应方法来确定抽头权重的复杂相位。当每一节点的位置不能保持在一毫米内时以上尤其如此，因为即使2mm移动可导致144°的相移。
以此方式，数字域IIR均衡处理类似于RAKE接收机在码分多址(CDMA)中如何工作的。在CDMA中，RAKE接收机通过为多径信号中的每一个提供单独的相关接收器尝试收集原始信号的主时移拷贝。然后，通过相干聚集和合并与每个时移版本关联的信号能量以改善信噪比(SNR)，将相关器输出进行时移和合并以实现增强的信号。SNR的增益被称为RAKE增益。虽然本发明所考虑的传播环境与多径衰落无关，但是来自每个节点的相干辐射仍然可以被精确地描述为原始信号的时移拷贝，每个节点的锁相机构与相关机构相似，因为来自RAKE指针的相对相位信息被包含在其输出内。此外，尽管RAKE输出的相干合并更类似于FIR滤波，由RAKE操作产生的FIR机制的任何虚假图像很大程度上由所得到的码相关动作来去除。然而，对于多千兆位60GHz系统，由于两个主要原因，对于RAKE操作的任何并行都不能很好地工作：第一，任何可能的扩频比将太低而不能有效地抑制ISI。第二,具有达到500MSPS(兆码元/秒)的峰值符号率，由于DSP技术的当前状态，RAKE相关搜索操作将太昂贵。通过将网络节点放置为等间隔的网格点，每个节点将见到来自其上游的所有节点的原始信号的规则时移版本的叠加。由于所述时移叠加的规则性，这大大简化了均衡操作(可以将RAKE操作逻辑地考虑为CDMA特色中的均衡操作)，甚至振幅比提前是已经已知的。
来自时移信号的相干合并的增益可以被认为是RAKE增益的模拟，但更适当地看作为阵列增益，线性链只不过是合成孔径阵列的形式(或更简单地，简称为孔阵列)。该阵列增益通过阵列因子有效地增加了单个天线增益，对于更下游节点而言可以超过4dB。较高的有效天线增益也转换成较窄的波束宽度，这进一步减少了任何多径效应。
2.时钟分配、滑动和同步
理想地，载波恢复和符号时钟同步应当将每个节点保持在完全同步的线性节点链内(载波频率和符号定时)并且相位适当。然而，由于PLL仅依赖于用于平均相位检测误差的环路滤波器，所以PLL可能不能充分地防止时钟滑动。图7是根据一些实施例的PLL模块的示例的示意性框图700。图7中的PLL模块包括相位检测器702、限幅器704、环路滤波器706和单位时间延迟器708。在操作中，输入到相位检测器702的信号从其输出，输出信号被与单位时间延迟器708的输出合并，合并后的信号被输入到所述限幅器704。所述限幅器704的输入和输出被进行合并，合并后的信号被输入到环路滤波器706。然后，环路滤波器706的输出被与单位时间延迟器708合并，总和被提供为与相位检测器702的输出合并。
根据一些实施例，PLL模块700不直接实际检测信号的频率。相反，所述相位直接由所述PLL模块700检测，并且所述频率由所述检测到的相位推断出。此外，频率和相位之间的关系必须满足Heisenberg的不确定性原理，因为它们不能都被定义为任意精度。另一方面，在LO和参考时钟源之间的频率上的任何微小差异将导致相位误差随着时间增加，直到控制所述VCO的负反馈电压开始跳时，使所述LO频率更接近所述参考频率。精确的相位/频率动态特性取决于反馈增益和环路滤波器706的带宽。低反馈增益与环路滤波器706的低转折频率一起可使推断出的频率接近参考频率，但同时还允许较高的时钟滑动率。另一方面，较大的反馈增益和较宽的环路带宽可以提供较少的频繁的滑动，但是，由于环路滤波器706不再能够像偏移一样衰减FM(调频)，所以也较大的频率偏移称为参考杂波。
为了维持多个节点之间的相位相干性，不能让这些节点拥有自己的LO时钟，只依靠载波相位恢复用于同步(符号定时恢复是不太麻烦的，因为即使是100皮-秒时钟抖动将对符号定时有很小的影响)。例如，如果多个节点中的每一个都使用增加的晶体时钟源频率作为主时钟，则同步处理将一个时钟绑定到另一个时钟。即使当PLL模块700能够更好地锁定两个时钟，静态相位差将很大，除非两个晶体的行为完全相同。在大的静态相位误差的情况下，相位裕度变得不足以使滑动和杂散最小化。当需要同步多个时钟时，情况变得更加严重。
为了解决这个问题，在一些实施例中，卫星GPS时钟信号用作为第一节点(节点0)的主时钟信号，其余节点(节点1-)主要依赖于载波恢复以与上游时钟同步。下游节点仍然可以跟踪GPS时钟信号，但是当出现小故障并且较佳的载波同步失败时，或者当存在足够大的时钟偏差时，下游节点转而依靠它们的GPS信号，使得所有节点应该立即被通知并被协调以重新计时。根据初始节点选择性地使用的GPS时钟信号，下游节点将不会用它们自身的本地主控器“对抗”主时钟，从而大大降低了时钟滑动以及静态相位误差。
3.带外控制平面
带外网络可以是较早代网络，4G网络不久就是较早代网络，具有足够的数据传输容量以向网状网络节点中继信息，用于实时或时变系数以及能够相对精确地确定网状网络节点的位置的其他网络维度参数。相对精确的意思是指具有比GPS更高的精度或10cm以内。
上述数字IIR中继器网络最适合于有效的超高速数据传输。图8是示出可以用于带外(OOB)控制平面/网络的节点中的模块的示例的示意性框图800。
在正常操作期间，高速数据在一个方向上被发送和中继用于单个数据通信序列。为了协调数字IIR中继器网络中的节点来执行上述的相位和符号时钟同步以及其他例程和紧急管理任务，所述数字IIR中继器网络可以以时分或分频的方式传送所述数据带宽的一定百分比到这种管理任务。在替代方案中，数字IIR中继器网络可以依赖于更慢的带外覆盖网络来执行这些管理任务。带内控制平面的问题是节点需要带内信道能够到达(二维)网络中的其它节点，这意味着需要更复杂的硬件和固件来提供多路直接通信。然而，由于数字IIR中继网络的毫米波频率范围(例如，～60GHz)受到限制，为了与远端节点进行通信，仍需要一些类型的中继，这进一步使问题复杂化。
带内控制平面方法的另一个问题是，即使数字IIR中继器网络可以通过使其能够在一些链路变得不工作时重新路由中继路径而被设计为容错性，但这样的自修复能力被固有地限制，因此不能应付上游节点的一部分同时变得不工作的严重受损网络。当上游节点的同时不可操作性发生时，带内控制也变得离线，从而会丢失与数字IIR中继网络通信和协调的装置。不能监控、协调和控制底层数字IIR中继器网络将基本上强迫通信离线。
为了解决这些问题，在一些实施例中，一种低频长范围无线网络(辅助无线网络)被作为数字IIR中继网络(主无线网络)的覆盖网络。该带外控制网络最优地设计为具有高得多的互连度的独立网状网络，能够提供更高的弹性和可用性，从而即使在数字IIR中继网络受到严重损害的情况下，带外控制网络也能够保持完整的连接性。
这种带外控制网络(辅助无线网络)如果仅需要监控和控制功能的话不需要具有高速能力。然而，在特定实现方案中，期望具有超过100Mbps的峰值链路速度，使得当数字IIR中继网络受损使其不再能找到新的路径时，带外控制网络能够接管数据传输以为数字IIR中继网络中的小子集链路提供临时桥梁，以完全恢复受损旧路径的数据网络连通性。低速带外控制网络节点的桥接会极大地减小沿某些路径(一个或多个)的数据网络吞吐量。即使网络客户端的一部分将看到数据速度的巨大下降，但是比起数据网络变得完全不可访问，这仍然是更好的。
4.毫米波频率范围MIMO和移动多址应用
MIMO(多输入多输出)体系结构典型地设计成用于低频RF频带(例如，UHF、SHF)。根据MIMO，MIMO以多种方式提供增强的通信性能，包括：波束形成，这提高了有效的天线增益以及减少了相互干扰；相同的频率重使用，这创建使用相同频率的多个并行管以扩展无线链路的容量；以及干扰消除，这沿特定方向创建空的或小的天线锥以抑制来自特定方向的强干扰。图9是示出可以在具有中继器网络的地理上分散的区域上实现的MIMO体系结构的示例的示意图900。图9中的MIMO体系结构包括中继器网络以及由用户承载的无线移动单元904，中继器网络包括连接到网关的节点902a以及多个中继器节点902b。无线移动单元904具有多个天线，该多个天线被配置为与中继器网络中的不同节点通信。
诸如MU-MIMO的更高级MIMO(多用户MIMO)可以通过使用所谓的空分MIMO或空分多址(SDMA)来进一步提高无线链路容量，使得用户能够同时同频率发送信号以利用它们独特的空间签名与相同基站同时进行通信。
大部分MIMO技术主要应用于高多径衰落环境中。这是因为在MIMO系统中，装备有多天线的发射机(例如，无线移动单元904)通过多个内置天线发送多个流，在接收端(例如，中继器网络)同样设置有多个接收天线。如果发射天线的数量为NI，接收天线数为No，则特征在于NI x No传播路径的信道传播矩阵可表达为NI xNo矩阵。为了使MIMO有效地工作，信道矩阵的条件性起到重要的作用。当由NI和No的乘积形成的正方形矩阵(其厄米共轭)至少具有一定数量特征值(有限的，不是指数小的)时，信道矩阵是可良好调节的。对于这些特征值，对应的特征向量可以被认为是可用于发送数据的空时码；CDMA使用码来传输数据的方式相同。除了CDMA中的码是时间码，而在MIMO中码是空时码之外，主要区别在于，MIMO中的特征码理论上相互正交，因此不会经受严重限制CDMA的数据容量的码间干扰。
从下面的示例中可以看到在携带数据方面MIMO的效率。在此，假定由4个TX天线和4个RX天线建立4x4 MIMO。如果该4x4系统的信道矩阵被合理地调整，使得其特征值3是有限的，则可以使用相同的频带创建3个正交信道(或“虚拟线”)，进行3个频率重用。一般而言，特征值的幅度是直接与同其特征码关联的自由空间损耗有关，其中如果特定的特征值太小使得最终的SNR远低于单位(unity)，则其无用于进行数据传输。
在典型的MIMO实现方案中，多个TX天线和多个RX天线都紧密地间隔开。对于移动手机来说尤其如此，在该移动手机中，简单地，没有太多空间来容纳多个天线，除非将它们紧密地封包。如果天线间隔远小于TX站点和RX站点之间的距离，则在LOS环境中，所有的信道矩阵元素的值几乎相同。在这些条件下，信道矩阵可能是非常病态调节的并且可能只有一个主要的特征值，这意味着TX天线和RX天线都可简单地起到单个天线(具有阵列增益)的作用。然而，在TX设备和RX设备之间没有主LOS路径的环境中，各传播(即使来自两个附近的天线)也可以采用非常不同的路径，因此相应的信道矩阵的各个元素可以是相当随机的。这样的矩阵通常是良好调节的并且能够支持多个正交信道。
对于中继器网络的毫米波频率范围(例如，～60GHz)，在数据传播中，衍射和反射都可以起到可忽略的作用。衍射和反射与窄光束宽度一起，基本上确定多径衰落对信道矩阵的贡献。这样，不可能以MIMO在低频带内使用时相同的方式来使用MIMO以提高数据容量。然而，可行的是，利用中继器网络的合成孔径阵列特征以从空间阵列中的多个节点发送和接收信号。在这种情况下，不再真实的是天线间隔远小于TX和RX之间的距离。实际上，一般而言，与此相反是真的。现在设想，作为整体的孔径阵列是非常大的多天线基站的等价，则仍然存在这样的问题：小的移动手机是否具有足够的空间以容纳多个微小天线使得它们都具有不同的特性。如果所有手机天线具有几乎相同的RF特性，则它们在数学上等同于单个移动天线，在这种情况下，其将对应于Nxl或lxN MIMO架构，这允许波束形成，但是没有创建多个空间正交信道，因此没有SDMA。
根据一些实施例，为了解决这个问题，被配置为连接到所述中继器网络的所述无线移动单元904的天线是多向的，而中继器网络的节点902a和902b将用作如图9所示的MIMO架构中的合成广域基站的多个天线。在一特定实现方案中，对于无线移动单元904的天线，代替使用单个4x4平面相控阵(其在法线方向上提供窄的波束宽度)，而是使用多个2x2平面阵列，其中每个平面阵列被引导到不同方向。
图11是具有4个2x2模块的MIMO移动天线的实例的图1100。在图11的实例中，每个2x2模块包括由微带馈线1104和微带馈点1102互连的四个贴片天线1106。通过改变馈点，由于单个贴片模块内的各个贴片之间的不同的相位关系，每个贴片模块将使其主瓣指向不同的方向。通过使用每个模块的两个正交馈送代替图11的示例中所示的每个模块的单个馈送，也可以为每个2x2模块创建圆极化。对于60GHz频带，每一贴片测量约3mm×3.3mm左右，约为介质基板的EM波长的大约一半。馈线是波长的阶数，但为可以调整的长度，从而保持贴片之间的必要相位差。
在特定实现方案中，定向角隔开单个2x2相控阵列的半波宽度，使得在任何相邻的相控阵列之间在立体角度上存在相当大的重叠。此外，相邻相控阵列之间的线性极化矢量也基本上彼此垂直，于是变得明显的是，不同相控阵列将调节到不同的传播方向以及极化方向，其中，所述信道矩阵被良好调节以允许有效的SDMA。
仅依赖具有多个定向法线或极化的天线来确保良好状态的行为是不足够的。例如，如果仅使用配备有多向天线的单个节点用于基站而不是多个节点用于基站，则可以看到的是，得到的信道矩阵能够被分解，使得该矩阵是高度奇异的以及不能很好的调节。当对于基站有多于一个节点时，不可能进行分解。
实施例中的移动天线配置的额外益处在于，其能够从宽范围的方向发射/接收毫米波，与具有较高增益但仅在非常窄的方向上接收信号的单一4x4相控阵列形成鲜明对比。虽然每个2x2阵列具有较小的增益(因此较宽的波束角度)，但是组合的MIMO增益更多地补偿单个天线增益的减小。明显的是，实施例中的移动天线配置的特定实现方式可以克服在毫米波频率范围应用于移动应用时产生的最大障碍之一。对于较低频带，其中自由空间路径损耗远小，所述无线移动设备通常配备有低增益全向天线。采用多个小的相控阵列也提供了在当前蜂窝式移动手机中未发现的高天线分集和冗余。
应用中继器网络的毫米波频率范围(例如，～60GHz)到移动通信的另一个主要问题是，在基站天线的LOS内需要不断地保持在基站天线的LOS内连接。在一些实施例中，通过具有密集的中继器网络来解决该问题，其中网络内的每个节点包括指向每个方向的相当数量的高增益相控阵列。这提供了密集的覆盖，使得任何移动手机将处于至少几个节点的LOS路径上。实际上，由于所有这些射频波束都共享相同的频率，就好像是这样：会聚到某个手机(或从某个手机发散出)的波束来自高多径类型的衍射/反射。这使得对于毫米波频率范围来说能够实现全面覆盖。
5.通过跳波束在毫米波频率范围内的多路访问和到达角估计
采用中继器网络作为合成广域基站的多个天线的另一个主要优点在于，中继器网络已经负责将数据馈送到各个节点所需的超速度干线。另一优点是网络中的所有节点已经具有良好同步的时钟，这使得从不同的节点产生相干波束是可行的。这里应当注意，中继器载波相位同步主要为每个节点提供参考相位以便于高速数据重复操作。对于波束形成和SDMA操作，需要针对每个期望波束方向的每个天线引入偏移相位。可以简单地通过改变每个天线的偏移相位(在单个节点内)来对波束进行数字操纵。为了实现并行主干数据中继和MIMO，通过频分使用毫米波频谱(例如，～60GHz)的一部分用于SDMA移动操作以及剩余频谱用于主干操作，同时SDMA操作是可行的。这避免了需要提供昂贵的光纤主链以使数据来回移动。
即使采用SDMA，网络可以同时支持的移动单元的数量仍然是相当有限的，考虑到的是，NxM的MIMO(N为移动单元的LOS中的网络节点数，M是移动单元的离散天线的数量)可支持同一频带内的最多min(N,M)个多个同时会话。例如，如果M为6以提供真正的全向通信以及N>>M，则最多6个移动用户可以同时使用虚拟线。然而，由于理论上能够为网络移动链路提供高达100Gbps的吞吐量，可行的是，通过将大数据负载快速递送到一个移动单元来提供额外的TDMA类型信道共享，然后重定向所述波束以向另一移动用户传送另一跳转数据包，等等。跳波束比传统的FDMA/CDMA/TDMA方法具有高得多的功率效率以实现多址访问，基于简单原因，实现相同的接收器SNR，窄斑波束需要远小的总功率，因为大部分辐射功率被引导到接收机，因此在远离预期接收方的位置处没有被浪费的功率照射。即使高功率效率的原因不明显，在移动单元向网络发送的这种相反情况下前述也是如此。在相反的情况下，网络节点形成具有极高有效天线增益的巨大的相干型相控阵天线，这允许所述移动单元使用更低的功率，因为接收孔径阵列极大地放大来自所述移动单元的弱信号。
在跳波束情形中，各个网络节点必须能够精确地确定移动单元相对于所述节点自身的方向进行波束跳变工作。在一些实施例中，通过估计来自移动单元的信号的到达角来实现该方向的确定，这等同于比较多个相控阵天线之间的相对相位并且使用所述相对相位来返回追踪所述移动信号路径。然而，由于此时节点仍然不知道移动信号路径的方向，因此，通过定义，所述节点天线未被正确地定相以检测来自所述移动单元的弱信号(这里的假设是，所述移动单元总是通过链路连接请求来发起所述通信)，因此所述节点可能无法检测到所述移动单元的连接请求。然而，这可以通过使移动链路请求对网络的长(1微秒)纯音来解决。由于典型的符号长度大约为1纳秒，所以微秒音是更长的3个数量级，利用低通滤波器(积分器)可以容易地进行拾取，低通滤波器实质上将所述信号放大了1000倍或30dB以获得15dB的SNR净增益。
在一些实施例中，带外控制平面覆盖网络用于监控移动链路请求(假设移动单元还配备有低频带无线电)并将其GPS位置信息转发给相关节点，同时通知移动单元将其天线指向最可见节点。图10是示出根据一些实施例的带外(OOB)到MU-MIMO连接的示例的图1000，其中多个用户1004a和1004b连接到中继器网络，中继器网络包括连接到网关的节点1002a和连接到节点1002a的其它节点1002b。
在特定实现方式中，除了GPS之外，带外(OOB)控制信道被使用以当用户进行链接请求时对用户进行定位。将位置信息发送到通信网络的所有节点。从多个用户的位置数据计算信道矩阵，并计算特征向量。单独的位置数据可能不够准确地确定相位，因为几厘米的误差会改变相位。相位估计将在后面讨论。
对于TX，将特征系数发送到节点以"预编码"数据以实现针对每个用户的正交传输。对于RX，使用相同的特征系数。从节点1开始，每个节点执行从用户发送的数据的"乘法和累加"操作，将其与所述系数相乘，并加入到从前一节点发送的数据，并将其传递给下一节点。这为多个用户提供了最佳的MIMO解码。该过程需要对节点进行排序，但不需要精确的排序。
在特定实现方式中，可以使用子最佳贪婪算法。根据子最佳贪婪算法，每个节点使用波束形成来将多个波束转向到多个用户。再次，计算信道矩阵，并经由控制信道向每个节点发送信道矩阵。根据节点和用户之间的距离将时间延迟引入到每个波束。每个波束也被相移，以确保来自不同节点的所有波束都将以完全相同的相位到达。当用户不在彼此的波束宽度内时，贪婪算法应当像全MIMO方法一样良好的工作。
在一些实施例中，一旦节点向右方向引导其天线，可以进行适当的到达角估计以进一步细化目标。然后，可以将更精确的定向信息传送到其它可见节点和移动单元以改善其目标。
室内穿透也是毫米波频率范围(例如～60GHz)的另一个主要问题。可以在室内安装中继器来缓解该问题。然而，典型的室内环境可能包含阻碍LOS通信的太多障碍。在一些实施例中，为了解决这个问题，中继器网络被用于高速数据骨干，低频覆盖网状网络被用于提供室内连接。由于IEEE802.11ac射频信号在其MEVIO模式下支持近千兆比特速度，所以这是一种合理的解决方案。
6.相位差
获得两个节点之间的相位差的一种方法是采用用于这两个节点的一对直接中继器。第一节点发送一定持续时间的连续纯音，第二节点锁定其本地振荡器(VCO)于输入的该纯音并将放大后的信号发回。然后，第一节点比较原始信号与从第二中继器接收的信号之间的相位差。两个节点之间的相位差仅仅是由第一中继器所观测到的相位差除以2。这将要求第一中继器发射和接收具有相同频率的信号。在这种情况下，难以在TX和RX之间保持100dB的隔离。
为了解决这个问题，在一种备选方案中，第二节点将接收的信号升频了预定量(例如，2GHz)，并将升频后的纯音发回。在接收到来自第二节点的转发信号时，第一节点可将接收到的信号降频了预定量(即2GHz)，然后计算原始信号与接收到的降频信号之间的相位差。然后通过将计算的相位差除以2来确定两个节点之间的相位差。使用转发器代替中继器可以克服上述隔离的问题。
图12是使用控制平面网络向通信网络节点提供网络维度参数的方法的示例的流程图1200。在图12的示例中，流程图1200在模块1202处开始，其中接收来自第一节点的第一信号和来自第二节点的第二信号，其中，所述第二信号是所述第一信号的重传。在特定实现方式中，第一节点和第二节点沿线定位，并与其他节点定位以形成重复图案。由于定位是重复的，所以可以简化信号处理期间的计算。在特定实现方式中，第一信号和第二信号是20GHz和120GHz之间的毫米波信号。在特定实现方式中，第一信号与GPS时钟信号同步，第二信号与所述第一信号和/或所述GPS时钟信号同步。在特定实现方式中，当主无线链路可用时，第一信号(和/或第二信号)在所述主无线链路上接收，当所述主无线链路不可用时，第一信号(和/或第二信号)在辅助无线链路上接收。在特定实现方式中，当主无线链路可用时所述第一节点发送与所述主无线链路关联的主无线频率范围的所述第一信号，以及当所述主无线链路不可用时，所述第一节点发送与辅助无线链路关联的辅助无线频率范围的所述第一信号。在特定实现方式中，所述第一节点从来自网关节点的经过一组中间节点的下行链路信号生成所述第一信号。在特定实现方式中，所述第一节点从通过一组中间节点耦合到所述第一节点的无线移动单元的上行链路信号生成所述第一信号。
在图12的实例中，流程图1200继续到模块1204，其中接收来自一个或多个控制平面网络节点的网络维度参数。控制平面网络节点可以与一个或多个通信网络节点共同定位(例如，在同一设备上)。如果可以一定精确度确定通信网络节点的相对位置，则可以利用在该文中描述的技术，该精确度稍好于GPS实现的精确度(例如，在厘米内)。控制平面可用于发送实时的或时变的网络维度参数。
在特定实现方式中，第一节点在当代网络上发送第一信号，第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个控制平面节点在前代网络上发送所述网络维度参数，其中，所述网络维参数包括实时或时变系数。例如，如果控制平面是4G网络，则通信网络可以是5G网络。对节点的物理布局的更好控制减少了提高网络效能所需的控制平面信息量，使得如果在未来将通信网络升级到6G，不需要使用较旧的5G网络(4G网络仍然可以被认为是足够的)。4G通信网络还可以与3G网络控制平面一起使用，但是3G网络会被认为不足以满足所需的基准。随着网络节点的重复图案的复杂性增加(从线到正方形，到矩形，到六边形等)，难度将增加。
在图12的示例中，流程图1200继续到模块1206，其中根据一个或多个网络维度参数的函数，将第一信号和第二信号相关。在特定实现方式中，该函数使用三个网络维度参数：所述第一节点和所述第二节点在所述重复布局图案中的相应距离或可以用来确定所述相应距离的值，在第一节点和第二节点处的信号处理延迟或者可以确定该信号处理延迟的值，以及与所述第一信号传输和所述第二信号传输关联的衰减或者可确定所述衰减的值。
在图12的示例中，流程图1200继续到判定点1208，判断相关性是否收敛。如果相关性是不收敛的(1208为否)，则流程图1200继续到模块1210，其中应用收敛算法，并返回到如前所述的模块1206。在模块1206的第一迭代和模块1206的第二迭代之间，一个或多个附加的网络维度参数可以被接收和使用或可以不被接收和使用(见，例如，模块1204)。
如果在模块1210的零次或多次迭代之后，相关性收敛(1208为是)，则流程图1200在模块1212处结束，其中传输与第一信号和第二信号的相关相对应的简化信号。在特定实现方式中，第三节点将第一信号和第二信号共相位以产生简化信号。在特定实现方式中，简化信号是模数转换(ADC)后在数字域中实现的数字无限脉冲响应(IIR)滤波后的信号。所述第三节点可以包括配置为执行模数转换(ADC)的接收模块以及配置为生成所述简化信号的发送模块，并且所述接收模块和所述发送模块设置在不同的基板上
在该文中提供的这些和其它示例旨在说明但不一定限制所描述的实施方式。如本文中所使用的，术语"实现方式"是指用于举例说明而非限制的实施方式。在前面的文本和附图中描述的技术可以被混合并与环境需求相匹配以产生备选实现。

Claims (17)

1.一种具有控制平面网络的通信网络的通信系统，包括：
具有重复布局图案的多个节点，所述节点包括第一节点和第二节点；
第三节点，其经由无线介质耦合到所述第一节点和所述第二节点；
一个或多个控制平面网络节点，其经由所述无线介质耦合到所述第三节点；
其中，在操作中：
所述第一节点发送第一信号，所述第一信号由所述第二节点和所述第三节点接收；
所述第二节点将所述第一信号作为第二信号发送，所述第二信号由所述第三节点接收；
一个或多个所述控制平面网络节点发送网络维度参数，所述网络维度参数由所述第三节点接收；
所述第三节点根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数，将所述第一信号和所述第二信号相关；以及
所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应（IIR）滤波后的信号至一个或多个节点，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行IIR滤波后的信号；
其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
2.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一节点、第二节点和第三节点沿线性信号路径对准。
3.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一信号和所述第二信号包括频率在20GHz和120GHz之间的毫米波信号。
4.如权利要求1所述的系统，其中，所述第三节点将所述第一信号和所述第二信号共相位以产生所述数字无限脉冲响应滤波后的信号。
5.如权利要求1所述的系统，其中，所述第三节点包括配置为执行模数转换的接收模块以及配置为生成所述数字无限脉冲响应滤波后的信号的发送模块，并且所述接收模块和所述发送模块设置在不同的基板上。
6.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一节点被配置为与GPS时钟信号同步地生成所述第一信号，并且所述第二节点被配置为与所述GPS时钟信号同步地生成所述第二信号。
7.如权利要求1所述的系统，其中，当主无线链路可用时所述第一节点发送与所述主无线链路关联的主无线频率范围的所述第一信号，以及当所述主无线链路不可用时，所述第一节点发送与辅助无线链路关联的辅助无线频率范围的所述第一信号。
8.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一节点从来自网关节点的经过一组中间节点的下行链路信号生成所述第一信号。
9.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一节点从通过一组中间节点耦合到所述第一节点的无线移动单元的上行链路信号生成所述第一信号。
10.如权利要求1所述的系统，其中，所述网络维度参数包括所述第一节点和所述第二节点在所述重复布局图案中的相应距离或者能够确定所述相应距离的值，所述第一节点和所述第二节点处的信号处理延迟或者能够确定信号处理延迟的值，以及与第一信号传输和第二信号传输关联的衰减或者能够确定所述衰减的值。
11.一种具有控制平面网络的通信网络的通信方法，应用于第三节点，包括：
从第一节点接收第一信号以及从第二节点接收第二信号，其中，所述第二信号是所述第一信号的重传；
从一个或多个控制平面网络节点接收网络维度参数；
根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数，将所述第一信号和所述第二信号相关；以及
所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应滤波后的信号至一个或多个节点，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行无限脉冲响应滤波后的信号；
其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
12.如权利要求11所述的方法，其中，所述第一信号和所述第二信号是频率在20GHz和120GHz之间的毫米波信号。
13.如权利要求11所述的方法，其中，第三节点将所述第一信号和所述第二信号共相位以产生所述数字无限脉冲响应滤波后的信号。
14.如权利要求11所述的方法，还包括：
将所述第一信号同步到GPS时钟信号；
将所述第二信号同步到所述GPS时钟信号。
15.如权利要求11所述的方法，还包括：
当主无线链路可用时，通过所述主无线链路接收所述第一信号；
当所述主无线链路不可用时，通过辅助无线链路接收所述第一信号。
16.如权利要求11所述的方法，其中，所述网络维度参数包括所述第一节点和所述第二节点在重复布局图案中的相应距离或者能够确定所述相应距离的值，所述第一节点和所述第二节点处的信号处理延迟或者能够确定信号处理延迟的值，以及与第一信号传输和第二信号传输关联的衰减或者能够确定所述衰减的值。
17.一种具有控制平面网络的通信网络的通信系统，应用于第三节点，包括：
用于从第一节点接收第一信号以及从第二节点接收第二信号的装置，其中，所述第二信号是所述第一信号的重传；
用于从一个或多个控制平面网络节点接收网络维度参数的装置；
用于根据所述网络维度参数中的一个或多个的函数将所述第一信号和所述第二信号相关的装置；以及用于由所述第三节点发送与所述第一信号和所述第二信号的相关对应的数字无限脉冲响应滤波后的信号至一个或多个节点的装置，所述数字无限脉冲响应滤波后的信号是所述第一信号和所述第二信号的模数转换后在数字域中执行数字无限脉冲响应滤波后的信号；
其中，所述第一节点在当代网络上发送所述第一信号，所述第二节点在所述当代网络上发送所述第二信号，一个或多个所述控制平面网络节点在前代网络上发送所述网络维度参数，并且其中，所述网络维度参数包括实时或时变系数。
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