CN110023879A - 监视电路和方法 - Google Patents
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Abstract
广义地说，本技术的实施例提供了一种用于低功率最小能量传感器节点的电压监视电路。该电路包括：感测电路系统，用于感测具有多个操作信号状态的信号；第一比较器，具有用于接收上阈值信号的第一输入端；以及第二比较器，具有用于接收下阈值信号的第一输入端，上阈值信号和下阈值信号定义包括信号的所述多个操作状态中的至少一个信号状态的范围，其中第一比较器和第二比较器具有用于接收偏置配置设置的偏置输入端，该偏置配置设置能够根据信号的操作信号状态选择。
Description
本技术一般而言涉及使得能够实现传感器节点的最小能量操作的设备和方法。这种传感器节点通常存在于小型、低成本且高能效的无线网络中，并且是物联网(IoT)的重要部分。
最近的工作已经证明了在低于晶体管阈值电压(诸如亚于550mV)的电源电压操作的中央处理单元(CPU)设计。这种操作使得能够实现最小能量操作，最小能量操作对于能量受约束且具有低活动率的传感器是有利的。这些传感器还可以从其环境中获取能量并且具有非常延长的寿命。最小化泄漏能量对于这种CPU设计是重要的，因为传感器节点可能在睡眠模式下花费延长的时间并且泄漏能量在低电压下指数地增加。为了使泄漏最小化，已知在多个电源域中使用细粒度的功率门控，并且常常使用集成的电压调节器来获得亚阈值(sub-threshold)操作所需的低电压(Vreg)并减少睡眠和活动模式过渡期间的片外接口延迟时间。将快速宽范围动态电压缩放用于无线传感器节点，以使得能够频繁进入睡眠模式并最大化睡眠时间。
在唤醒时使能到CPU系统的时钟需要小心，因为早的使能会造成定时违规，而延迟使能会造成高能耗。电压监视器通常与电压调节器结合使用，以在使能时钟之前确认期望的调节器电压(Vreg)电平。
电压监视器通常使用具有工厂修整的阈值电压的比较器来检测不安全的轨道电压状况。当轨道电压接近比较器阈值电压时，感测缓慢上升或非单调轨道模拟电压会造成振荡。这可以通过使用具有略微偏移的阈值电压的两个比较器来解决。这种两级监视对于比较器增加了滞后，但仅允许监视低电压不安全状况。然而，对于最小能量传感器节点，有必要也独立地监视过电压状况，因为过量泄漏会对操作产生不利影响。在常规的方案中，这将需要四个比较器，从而使监视能量成为昂贵的任务。
本技术公开了低功率监视电路和方案，诸如电压或电流监视电路，其可以形成与用于控制最小能量传感器节点的CPU系统接口的功率管理单元(PMU)的一部分。
通过示例，在附图和实施例中图示地示出了技术，其中：
图1a是电压监视功率管理单元框图，以及图1b是动态电压缩放期间的理论模式过渡波形的示意图；
图2是用于实际电压调节器特点的模式过渡波形的示意图；
图3是电压监视电路的示意图；
图4是用于改变调节器电压电平的电压监视器响应波形的示意图；
图5是比较器电路的示意图；
图6a是对响应速度与供电电压的比较器模拟结果的曲线图，图6b是针对不同偏置配置设置的速度与温度的曲线图，并且图6c示出了针对不同偏置的随着变化的温度的响应速度；
图7是对针对不同偏置设置的响应速度对供电电压和温度的灵敏度的比较器模拟结果的曲线图；
图8a是内部阈值电压生成器的示意图并且图8b是分压器的示意图；
图9是针对超出1000次monte-carlo模拟的上阈值电压电平和下阈值电压电平的扩展图。
图10是针对不同操作状态测得的DC结果的曲线图；
图11是用于配置设置的比较器速度的测得的瞬态结果的曲线图；
图12是对调节器电压从保持电压过渡到超阈值电压的电压监视器响应的示意图；
图13是电压的测量功率与电压监视器的温度的曲线图；以及
图14是与现有技术相比的功率延迟平衡的曲线图。
图1a是与CPU系统12接口并且包括电压监视器14的电压监视功率管理单元(PMU)10。PMU 10还包括集成的电压调节器16、PMU状态机18和CPU系统时钟生成器20。
在理想条件下(图1b)，当期望模式改变时，CPU系统12断言电压改变请求CHV(1)，通常是数字信号。改变请求CHV(1)由PMU状态机18捕获，并且CPU系统时钟20被禁用CKEN(2)。然后，设置IVR(3)的集成的电压调节器16改变为所请求的值，同时使ACK(5)信号解除断言。假设系统轨道电压VREG立即稳定，那么CKEN(2)被断言，然后是ACK(5)。CPU系统12以所请求的模式重新开始，并且CHV(1)被解除断言。在这种理想情况下，然后可以不需要电压监视方案。
参考图2，典型电压调节器特点的模式过渡波形的示意图说明过渡时间长得多，其由电压稳定时间(TVS)和电压监视器14检测范围内条件所花费的时间(TVMON)控制。优选地使TVS和TVMON最小化。TVS受负载电流的影响，负载电流对温度、工艺和系统工作负载以及IVR设计特点(诸如输出阻抗和片上/片外去耦电容)敏感。本文公开的技术寻求最小化TVMON。
本技术使用参考调谐来添加滞后，从而允许使用两个比较器来监视上限和下限。图3是根据本技术的电压监视电路14的示意图。
参考图3，电压监视电路14包括上阈值比较器22和下阈值比较器24。信号QU和QL分别是上阈值比较器22和下阈值比较器24的输出，并且由PMU状态机18(图3中未示出)监视。感测分压器26包括耦合到上阈值比较器22和下阈值比较器24两者的正输入端子的输出端，并且输入Vreg是被监视的模拟轨道电压。
可以使用分别通过阈值上模块28和阈值下模块30耦合到比较器22、24的信号TUSEL和TLSEL来编程上比较器22的上比较阈值VTU和下比较器24的下比较阈值VTL。VTU和VTL之间的可调范围覆盖CPU系统12的整个动态电压缩放(DVS)范围。此外，上比较器22和下比较器24两者的偏置电流选择位BUSEL和BLSEL耦合到相应比较器22、24的输入端，并用于最小化电压监视器14的静态功率，同时维持高监视速度。
可以使用PGEN和nPGEN信号对上比较器22和下比较器24进行功率门控。这可以在电压监视器14被功率门控时(诸如在系统深度睡眠模式下)最小化静态功率。在这种模式下，集成的电压调节器16关断，因此电压监视电路14可以断电。
图4是用于改变VREG电平的电压监视器14响应波形32的图。为简单起见，VREG被示为以低于VTL的电压开始。输出信号QU和QL均为高并且QINRANGE被解除断言，指示使能CPU系统时钟20的超出范围的或不安全的状况。在这种状态(1)下，上比较器22和下比较器24都关断。当VREG开始上升(状态(2))时，在VREG>VTL时第一个事件被触发。这个事件由下阈值比较器24发信号。因此，PMU 10可以使上阈值比较器24掉电直到这个事件发生，从而降低电压监视器14的静态(quiescent)功率。一旦VREG在期望的限制内，状态(3)，上阈值比较器22和下阈值比较器24就都接通但是处于低带宽模式，以满足对超出范围的状况的μs量级的检测。当VREG超出VTU时，状态(4)，下阈值比较器24断电，因为当VREG下降到低于VTU时，上阈值比较器22可以可靠地生成触发。因此，本技术允许利用PMU 10中的当前状态认知来最小化电压监视电路14中的静态功率。
状态(3)-(2)过渡对系统可能是致命的，而(3)-(4)过渡较不重要。CPU系统12在状态(4)下但潜在地以高得多的能量成本保持功能。因此，在状态(3)下，可以进一步减小上阈值比较器22的静态电流。本技术允许将任何数量(在当前情况下为三个)的偏置电流设置被拨入比较器22、24。BxSEL设置“3”在最高静态功率下提供最快响应，而设置“1”提供最低功率操作。表I总结了图4中突出显示的每个状态的偏置配置。
| 状态 | 上阈值比较器 | 下阈值比较器 | ΔV<sub>TU</sub> | ΔV<sub>TL</sub> |
| 1 | 0 | 0 | - | - |
| 2 | 0 | 3 | - | +ΔV |
| 3 | 1 | 2 | +ΔV | -ΔV |
| 4 | 3 | 0 | -ΔV | - |
表I
可以取决于对应的比较器数字输出QU、QL来添加滞后，并且本技术使用TxSEL位来实现滞后。因此，状态(2)-(3)过渡处于VTL加上小电压(ΔV)，而(3)-(2)过渡处于VTL-ΔV。类似地，(3)-(4)在VTU+ΔV处发生，而(4)-(3)在VTU-ΔV处发生，从而防止任何振荡。这在表I中被指示为ΔVTU和ΔVTL。
参考图5，示出了根据本技术的能够提供上阈值比较器22或下阈值比较器24的比较器电路34的示意图。上阈值比较器22或下阈值比较器24包括作为厚栅氧化物(TGO)装置的尾电流晶体管M06，以允许对尾电流的更好VBIAS控制。在操作中，偏置选择位BxSEL有效地改变M17与M6之间的镜像比，从而控制比较器电路34的响应速度及其静态电流。二极管连接的电压阈值晶体管(M11-M17)的堆叠用于偏置生成。根据本技术的输入差分对(M4，M5)使用NMOS晶体管，并且通过使用大的低阈值电压装置来补偿增益的缺少。这允许可靠地感测输入电压，诸如至0.2V。差分级的输出驱动包括堆叠的电压阈值装置(M8-M10)的反相器36，其限制短路电流并有助于降低功率。M01和M07允许比较器34在Q强制为高的情况下被功率门控。
图6a是响应速度与供电电压的比较器模拟结果的曲线图，图6b是速度与温度的曲线图，以及图6c示出了针对不同偏置配置设置的随变化的温度的响应速度。图6a示出了对1.0-1.4V的供电电压和0-100C的温度范围的模拟结果。响应速度被测量为针对从VT-100mV到VT+100mV的VREGINT改变的在Q上的正确过渡的平均延迟。图6b示出了比较器对电源电压变化的响应速度(T＝25C)。在足够大的尾电流下，比较器速度受温度的影响较小。速度和静态功率两者随偏置设置指数地增长，因此速度可以与功率进行折中。降低功率的另一个后果是比较器速度对电压和温度的灵敏度增加。
图7是对针对不同偏置设置的响应速度对于供电电压和温度的灵敏度的比较器模拟结果的曲线图，并且模拟结果示出灵敏度随温度的20000x的增加以及随电压2000x的增加。但是，由于本技术仅在比较器响应不太重要或不需要时才依赖使用低偏置电流模式，因此这种增加的灵敏度不影响系统活动-睡眠-活动过渡。
图8a是根据本技术的内部阈值电压生成器的示意图并且图8b是根据本技术的分压器的示意图。参考图8a，内部阈值电压生成器38示出VTU和VTL都是从堆叠的下半部分获得的，以给出与温度变化相同的行为。对于1.2V的标称供电电压，堆叠中的所有晶体管都在亚阈值状况下操作。PMOS装置用于源极连接的隔离N阱，以避免体效应和简化的布局。分压器堆叠中的每个节点使用20fF MOS电容器解耦，以提供对高频电源纹波的抑制。另外，多路复用器的导通电阻和输出节点上的120fF电容减轻了参考节点上的噪声。
比较的速度和准确性取决于比较器22、24和阈值电压生成器38。比较器22、24使用大的装置、共质心匹配布局、保护环和虚设装置，在有源装置和阱边缘之间具有足够的距离，从而最小化井邻近效应。因此，最小化了导致跳闸点变化的比较器变化。另一方面，阈值电压生成器38使用在布局上不匹配的隔离阱中的装置。它们更易于片上变化。因此，比较的准确性很大程度上取决于阈值电压生成器38的变化。
图9是对于超出1000次monte-carlo模拟的上阈值电压电平和下阈值电压电平的扩展的曲线图。参考图9，对于VTL，最坏情况扩展是大约60mV，而对于VTU，最坏情况扩展是大约64mV。对于VTU和VTL，方框高度示出展开，其中中心条指示对应的均值。对于相同的阈值电压设置，VTU和VTL不重叠，意味着电路将始终提供可靠的比较窗口(VCOMP)。从模拟中获得的VCOMP和对应的滞后(ΔV)的平均值列表在表II中。
表II
对于大于约VBAT/2的VREG，使用输入FB2将比较器检测电压除以2(如图3所示)。由于VREG的分压版本是在二极管堆叠的中点处获得的(如图8所示)，因此该比率保持与温度和VREG无关。
图10是根据本技术的对不同操作状态测得的DC结果的曲线图。图10图示了针对两种情况的DC结果：(a)其中VREG在减小之前增加到期望的范围，以及(b)其中VREG增加超出期望的范围(过电压)。图10a示出了220mV的ΔVTL。但是，当VREG超出VTU时(图10b)时，ΔVTL是冗余的并且降低到5mV。120mV的ΔVTU防止QU振荡。要注意的是，QINRANGE仅针对VTL<VREG<VTU进行断言。
图11是根据本技术的用于偏置配置设置的比较器速度的测量的瞬态结果的曲线图。图11示出了随着VREG从VTL-30mV过渡到VTL+30mV的瞬态结果。由于这不超出VTU，因此QL确定QINRANGE。要注意的是，检测范围内状况的延迟是6μs(1.2V，室温)。
图12是用于调节器电压从保持电压到超阈值电压过渡的电压监视器响应的示意图。VREG在10ms内从0.3V保持电压过渡到0.4V、0.6V和0.8V。在每种模式下，电压监视器都正确检测范围内和范围外状况(上限和下限)。要注意的是，FB2针对0.4V被断言以旁路分频器。0.8V处的模式过渡是亚μs量级，由超阈值电压下可实现的较高CPU时钟频率命令。
当CMPU和CMPL具有1和2的偏置设置时(表I)，电压监视器具有在状态3的最高能量消耗(功率时间持续时间)。电压监视器在这个设置中在1.2V时消耗50nW，如图13(针对电压监视器的电压和温度的测量功率图)中所示。还示出了静态功率随供电电压和温度的变化。所提出的设计与表III中的现有技术进行了比较。等待来自监视器的响应时消耗的能量(Ewait)对于本技术是最低的。
表III(N R：未报告)
针对表III和图15中的比较的参考文献：
[1]-H.B.Le,X.D.Do,S.G.Lee和S.T.Ryu,"A Long Reset-Time Power-On ResetCircuit with Brown-Out Detection Capability,"IEEE Transactions on Circuitsand Systems II:Express Briefs,第58卷，第11期，第778-782页，2011年11月。
[2]-I.Lee,S.Bang,Y.Lee,Y.Kim,G.Kim,D.Sylvester和D.Blaauw,"A 635pWBattery Voltage Supervisory Circuit for Miniature Sensor Nodes,"2012Symposiumon VLSI Circuits (VLSIC)，2012年6月，第202-203页。
[3]-B.Mishra,C.Botteron,G.Tasselli,C.Robert和P.A.Farine,"A Sub-UAPower Management Circuit in 0.18um CMOS for Energy Har-vesters,"Design,Automation Test in Europe Conference Exhibition(DATE)，2013年，2013年3月，第1197-1202页。
[4]-J.Guo,W.Shi,K.N.Leung和C.S.Choy,"Power-On-Reset Circuit withPower-off Auto-Discharging Path for Passive RFID Tag ICs,"2010年第53届IEEEinternational Midwest Symposium on Circuits and Systems，2010年8月，第21-24页。
[5]-I.Lee,Y.Lee,D.Sylvester和D.Blaauw,"Low Power Battery SupervisoryCircuit with Adaptive Battery Health Monitor,"2014Symposium on VLSI CircuitsDigest of Technical Papers，2014年6月，第1-2页。
广义地说，本技术的实施例提供用于将供电电压缩放到亚/接近阈值电平的设备和方法，并且对于在用于小型、低成本和能量高效的无线网络的处理器中实现最小能量操作是有用的。本技术提供了响应速度与静态功率之间改进的平衡，如图14中所示。
根据第一技术，提供了一种监视电路，包括：感测电路系统，用于感测具有多个操作信号状态的模拟信号；第一比较器，具有用于接收上阈值信号的第一输入端；以及第二比较器，具有用于接收下阈值信号的第一输入端，上阈值信号和下阈值信号限定包括信号的多个操作状态中的至少一个信号状态的范围，其中第一比较器和第二比较器具有用于接收配置设置的数字控制输入端，该配置设置可根据信号的操作信号状态选择。
在实施例中，范围包括被监视信号的多个操作状态中的至少一个信号状态，并且信号状态可以是被监视信号的安全操作信号状态。安全操作信号状态本身可以是由被监视装置的设计确定的电压范围。数字控制输入端可以是用于接收偏置配置设置的偏置输入端。
可以由偏置配置设置来控制比较器，该偏置配置设置可操作以响应于被监视信号的操作信号状态来调整第一比较器或第二比较器的速度和功率设置中的至少一个。偏置配置设置可以由偏置电流选择位控制并且可以取决于分辨率具有多种设置，但通常偏置配置设置具有三种偏置设置并且偏置设置可以提供一系列比较器特性，从较高静态功率下的较快响应速度到较低静态功率下的较慢响应速度。
在实施例中，第一比较器或第二比较器可以包括尾栅电流晶体管，其是厚栅氧化物(TGO)装置。
在实施例中，第一比较器和第二比较器中的每个具有接收指示被监视信号的信号的第二输入端。
在实施例中，监视电路可以包括控制电路，用于接收来自第一比较器和第二比较器的输出信号并且响应于被监视电压的操作信号状态而生成控制信号，并且输出信号可以在被监视信号处于被监视信号的安全操作信号状态的任何时候被断言，或者电路可以被设计为在给定事件处断言或不断言信号。
技术提供，监视信号是变化的电压并且监视电路是电压监视电路。该电路可以与包括电压调节器的功率管理单元组合。无线传感器装置可以在耦合到功率管理单元的CPU系统的控制之下。
根据本技术的第二方面，提供了一种监视模拟信号的方法，包括：感测具有多个操作信号状态的模拟信号；接收限定第一比较器的上阈值限制的第一模拟信号并接收限定第二比较器的下阈值限制的第二模拟信号，上阈值信号和下阈值信号提供包括信号的多个操作状态中的至少一个信号状态的范围；以及为比较器选择数字控制输入设置，该配置设置可根据信号的操作信号状态选择。
在实施例中，该范围包括被监视信号的安全操作信号状态。
在实施例中，该方法包括响应于被监视信号的操作信号状态而调整第一比较器或第二比较器的速度和功率设置中的至少一个。
在实施例中，该方法包括在控制电路处接收来自第一比较器和第二比较器的输出信号，并因此响应于被监视电压的操作信号状态而生成控制信号。
在实施例中，该方法包括在被监视信号处于被监视信号的安全操作信号状态的任何时候断言输出信号。
在实施例中，监视信号是可变电压信号。
在实施例中，该方法提供用于最小能量传感器节点的低功率电压监视方案，其包括监视信号的方法。
本领域技术人员将认识到的是，虽然前述内容已经描述了被认为是最佳的模式并且在适当的情况下描述了执行本技术的其它模式，但是本技术不应限于优选实施例的本描述中公开的具体配置和方法。本领域技术人员将认识到的是，本技术具有广泛的应用，并且实施例可以进行广泛的修改而不脱离所附权利要求中限定的任何发明性构思。
Claims (20)
1.一种监视电路，包括：
感测电路系统，感测具有多个操作信号状态的模拟信号；
第一比较器，具有用于接收第一阈值信号的第一输入端；以及
第二比较器，具有用于接收第二阈值信号的第一输入端，第一阈值信号和第二阈值信号限定包括信号的多个操作状态中的至少一个信号状态的监视范围，
其中第一比较器和第二比较器具有用于接收配置设置的数字控制输入端，该配置设置能够根据信号的操作信号状态选择。
2.如权利要求1所述的监视电路，其中包括所述信号的多个操作状态中的至少一个信号状态的监视范围包括所连接的处理器的动态电压缩放DVS范围。
3.如权利要求1或2所述的监视电路，其中所述配置设置可操作以响应于所述信号的操作信号状态而调整第一比较器或第二比较器的速度和功率设置中的至少一个。
4.如权利要求3所述的监视电路，其中所述配置设置是偏置配置设置，并且由偏置电流选择位控制。
5.如权利要求4所述的监视电路，其中所述偏置配置设置具有三个或更多个偏置设置。
6.如权利要求5所述的监视电路，其中所述三个或更多个偏置设置提供一系列比较器特性，从较高静态功率下的较快响应速度到较低静态功率下的较慢响应速度。
7.如权利要求6所述的监视电路，其中第一比较器或第二比较器包括尾栅电流晶体管，所述尾栅电流晶体管是厚栅氧化物TGO装置。
8.如前述权利要求中任一项所述的监视电路，其中第一比较器和第二比较器中的每一个具有接收指示所述信号的信号的第二输入端。
9.如前述权利要求中任一项所述的监视电路，包括控制电路以接收来自第一比较器和第二比较器的数字输出信号并响应于所述信号的操作信号状态而生成控制信号。
10.如权利要求9所述的监视电路，其中在所述信号处于预定操作信号状态的任何时候断言数字输出信号。
11.如前述权利要求中任一项所述的监视电路，其中所述信号是可变电压，并且所述监视电路是电压监视电路。
12.一种功率管理单元，包括电压调节器和监视电路，所述监视电路包括：
感测电路系统，感测具有多个操作信号状态的信号；
第一比较器，具有用于接收上阈值信号的第一输入端；以及
第二比较器，具有用于接收下阈值信号的第一输入端，上阈值信号和下阈值信号限定包括所述信号的所述多个操作状态中的至少一个信号状态的范围，
其中第一比较器和第二比较器具有用于接收配置设置的控制输入端，该配置设置能够根据所述信号的操作信号状态选择。
13.如权利要求12所述的功率管理单元，其中功率管理单元被配置为耦合到包括处理器系统的无线传感器装置。
14.一种监视信号的方法，包括：
感测具有多个操作信号状态的信号；
接收限定第一比较器的上阈值限制的第一信号；
接收限定第二比较器的下阈值限制的第二信号，上阈值信号和下阈值信号提供包括所述信号的所述多个操作状态中的至少一个信号状态的范围；以及
为比较器选择配置设置，该配置设置能够根据信号的操作信号状态选择。
15.如权利要求14所述的方法，其中包括所述信号的所述多个操作状态中的至少一个信号状态的范围包括所连接的处理器的动态电压缩放DVS范围。
16.如权利要求14或15所述的方法，还包括响应于所述信号的操作信号状态而调整第一比较器或第二比较器的速度和功率设置中的至少一个。
17.如权利要求14、15或16所述的方法，还包括：
在控制电路处接收来自第一比较器和第二比较器的输出信号；以及
响应于所述信号的操作信号状态而生成控制信号。
18.如权利要求17所述的方法，还包括在所述信号处于预定操作信号状态的任何时候断言输出信号。
19.如权利要求14至18所述的方法，其中所述信号是可变电压信号。
20.如权利要求14至19所述的方法，其中该方法为最小能量传感器节点提供低功率电压监视方案。
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