CN109962496A - 一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法。其特点在于每个永磁同步发电机配备全桥二极管整流器和DC/DC升压斩波器，构成级联子模块。多个子模块通过串并联连接在一起，形成海上风电场的直流输电系统。串联支路中任何需要维护或发生故障的单元都可以通过自然换流过程与系统隔离，而不影响同一支路中的其他正常单元。本发明具有低成本、低功耗、高效率、高可靠性、控制简单等优点，可以增强系统的鲁棒性，同时降低设备单元故障或维修对系统产生的影响，具有重要的工程价值和意义。
Description
技术领域
本发明涉及一种风电场集成拓扑设计方法，尤其是涉及一种基于高压直流 输电的海上风电场集成拓扑设计方法。
背景技术
海上风能以其清洁、可持续的特点，成为最具发展前景和发展速度最快的 可再生能源之一。然而，利用风能需要有效和灵活的控制技术，以便能够有效 地将海上风力发电并入主电网。这些挑战可以通过结合新颖的能量转换系统和 可行的集成控制方式来解决。
在风能转换系统方面，以双馈感应发电机(DFIG)和永磁同步发电机(PMSG) 为基础的两种风力发电机分别占主导地位。与基于全额定变流器(FRC)的永磁同 步电机相比，DFIG具有变流器额定降低、可行性可控、效率高等经济优势。但 是，DFIG需要变速箱和散列风速下容易发生故障的变速箱，而相对较多的极数 的永磁同步发电机可以避免这种情况的发生，以保证运行的转子转速与系统转 速相当。因此，功率等级较高的永磁同步发电机发展的最大障碍是成本随背对 背FRC等级的增加呈指数级激增。
但是现有的各种解决方案具有成本高、拓扑结构复杂、集成难度大等缺点， 因此设计一种成本较低、可靠性高、拓扑结构简单的海上风电场集成拓扑成为 一个亟待解决的问题。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓 扑设计方法。首先连接全桥二极管整流器和DC/DC升压转换器，构成级联子模 块。几个子模块以串并联方式连接，构成一个纯直流系统，通过海底电缆和电 网侧电压源换流器和逆变器将海上风电场的电力输送到陆上电网。该拓扑最显 著的特点是低成本和低功耗。且该拓扑结构无需采用电网侧变换器和高压直流 输电系统的高额定值整流器，功率损耗较小。
本发明的技术方案采用如下步骤：
1)将永磁同步发电机直接连接二极管整流器和DC/DC升压电路，构成一 个子模块；
2)将若干上述子模块串并联连接起来，形成海上风电场的直流输电系统；
3)设计上述直流集电极系统中DC/DC升压电路的控制方式；
4)最后设计总体最大点跟踪(MPPT)控制策略，使上述海上风电能够通 过高压直流输电集成到陆上电力系统中。
所述的步骤1)中的子模块由全桥二级管整流器和DC/DC升压斩波器组成， 且在二极管整流器和DC/DC升压斩波器之间插入一个电容以使输入输出电流匹 配，使升压斩波器的PI电流调节器的电压扰动变量较小。
所述的步骤2)中的直流输电系统由n×m个子模块串并联形成，其中m个 子模块串联形成支路，支持直流线路电压，再并联n个支路，形成直流输电系 统，最后将风电场的电力进行集成，集成到到陆上交流电网，即完成并网。
所述的步骤3)中的DC/DC升压电路由可适当调节系统使系统连续工作的 电抗、由IGBT和反向并联二极管组成的双向可控开关、二极管和电容器构成。
双向可控开关由数字信号d(t)驱动：
IGBT开关打开的时间的百分比定义为占空比α。因此，α为d(t)的直流平均 值。因此，在一个开关周期中，DC/DC升压斩波电路的直流输出电压VDCS的平 均值：
VDCS＝α×0+(1-α)×VDC0＝(1-α)VDC0 (2)
VDC0为斩波器的输出电压；
结合KCL定律可得：
其中，L为电感器的电感值，IDCL为经过电容器的电流值。当DC/DC升压 电路达到稳定状态时，通过电感器的电流为常数值，即电感器在一个开关周期 内的终端电压为零。因此，升压电路中输入直流电压与输出直流电压的关系为：
VDCi＝VDCS＝(1-α)VDC0 (4)
其中，(1-α)为范围为0到1的正值，VDCi≤VDCo在DC/DC升压斩波电路中始 终成立。由于DC/DC升压电路中只有一个可控可变占空比α，因此可将(3)改写 成占空比的形式：
其频域表达式为：
LIDCL(s)＝ΔV(s)+VC(s) (6)
其中，我们定义VC＝αVDCo为直流可控电压。由于升压电路的直流输入和输 出电压不可控，将ΔV＝VDCi-VDCo定义为升压电路的扰动变量。由(5)可知，电流通 过电感器，也就是注入直流升压电路的电流，可以通过改变VC来调节。因此， 可以使用一个简单的PI电流调节器来跟踪MPPT算法生成的参考电流。
所述的步骤4)中的控制策略由改进MPPT算法实现。
风力发电系统功率由下式给出：
其中，ρ和r分别为空气密度和动叶半径。VW为风速。CP(λ，β)为功率系数曲 线，在最优叶尖速比值λopt＝ωrR/VW下得到最大值CPmax，R为转子叶片半径；因此， 永磁同步发电机的转速与风速成正比：
因此，风机功率与永磁同步发电机的转速的立方成正比，即：
其中，C1＝0.5πr5CPmax/λopt 3为常数。
永磁同步发电机的定子磁通为：
其中，Φs为常数。永磁同步发电机产生的电压为：
因此，永磁同步发电机的端电压大小与转子转速成正比，且为变频交流电 压，其频率由转子转速决定。二极管整流器的直流电压为：
其中，VAC为相间交流电压，亦即：
因此，二极管整流器的直流电压(DC/DC升压电路的输入直流电压)与永磁 同步电机的转子转速成正比。且k是一个常数。从直流侧来看，直流侧的功率 应为直流升压电路中电感器输入直流电压的倍数。即：
PDC＝VDCi×IL (14)
忽略永磁同步发电机损耗，结合(9)、(13)、(14)，给出电流PI调节器在WECS 中实现MPPT算法的最优直流电流参考值为：
上式给出了参考电流的设定值表达式。采用低通滤波器对永磁同步电机转 子转速进行平滑测量。从而实现了对各子模块的单个MPPT算法的控制策略。
陆上交流电网侧电压源换流器采用标准控制器来传输从各子模块采集的功 率。该控制方案基于d轴与陆上电网交流电压共线的电网电压参考系。锁相环 用于计算d-q变换的旋转角度θPLL。该控制方案由两个级联控制回路组成：外电 源回路控制高压直流输电侧直流电压VDC和无功功率Q为常值，保证向陆上交 流电网输送统一功率，d轴电流id和q轴电流iq分别与直流电压和无功功率相关。 由内电流控制回路得到的vd和vq用于产生所需的交流电压。
本发明具有的有益的效果是：
1)低成本：全桥二极管整流器比基于IGBT的整流器便宜得多。由于升压 斩波器的开关装置在正常工作中没有逆电压，所以可以选择便宜的开关装置。
2)低功耗、高效率：功率电子损耗随开关频率的增加成比例增加。基于IGBT 的变换器需要较高的开关频率来获得所需的交流电压。然而，全桥二极管整流 开关在每个周期中只开关一次。
3)高可靠性：一个子模块中唯一的有源器件是升压斩波器中的开关器件， 相对于需要依次控制6个IGBT的基于IGBT的变频器更加可靠。
4)控制简单：基于IGBT的变换器需要矢量控制和坐标变换来控制有功和 无功功率。然而，所提出的子模块只需要使用一个简单的PI电流调节器来控制 电流。
附图说明
图1为本发明设计的子模块拓扑图。
图2为本发明设计的子模块连接形成的海上风电场拓扑图。
图3为本发明提出的DC/DC升压电路。
图4为本发明提出的MPPT算法的控制策略框图。
图5为本发明提出的总体控制策略框图。
图6为实施例风速增加下的实验截图。
图7为实施例变风速的实验截图。
图8为实施例在子模块故障情况下的实验截图。
图9为实施例在发电机故障情况下的实验截图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
本发明包括以下步骤：
1)将永磁同步发电机直接连接二极管整流器和DC/DC升压电路，构成一 个子模块；
2)将上述子模块串并联连接起来，形成海上风电场的直流输电系统；
3)设计上述直流输电系统中DC/DC升压电路的控制方式；
4)最后设计总体最大点跟踪(MPPT)控制策略，使上述海上风电能够通 过高压直流输电集成到陆上电力系统中。
所述的步骤1)中考虑到传统上，基于永磁同步发电机的风力机利用IGBT 变换器将变频交流电源传输到直流电源，IGBT变换器是一种强制整流变换器。 从而有效地控制了永磁同步电机的有功功率和无功功率。但是，对于电力电子 设备，尤其是IGBT，不允许长时间的过流和过电压。此外，高压大功率IGBT 与其他不可控器件如二极管或半可控器件如晶闸管相比，其成本相当高。由于 磁化是由永磁体而不是电流提供的，因此无功功率损耗小，可实现永磁同步电 机的软启动和软停止。基于永磁同步发电机的这些特性，使得永磁同步发电机 不需要双向全控电力电子器件将交流电源转换为直流电源。
由以上分析可知，全桥二极管整流器可以替代传统的IGBT基变换器。然而， 由于风速的变化，永磁同步电机的转子转速在不断变化。永磁同步电机的端电 压随转子转速的变化而变化，使得全桥二极管整流器的直流电压不稳定。因此， 为了保持稳定的输出直流电压从二极管整流器，直流/直流升压斩波利用。利用 升压斩波器的两个突出功能，分别是增加输出直流电压进行进一步的连接，以 及通过自身控制电流，实现最大功率点跟踪(MPPT)算法。且在二极管整流器和 DC/DC升压斩波器之间插入一个小电容。一方面，当升压斩波器的输入输出电 流不匹配时，电感器会在没有插入电容的情况下产生高电压，从而在正常工作 时吸收不匹配电流。另一方面，小电容能够承受二极管整流变换器的输出直流电压，使得DC/DC升压斩波器的PI电流调节器的电压扰动变量较小。
因此，本发明设计的子模块由全桥二级管整流器和DC/DC升压斩波器组成， 且在二极管整流器和DC/DC升压斩波器之间插入一个小电容(如：300μF电容) 以使输入输出电流匹配，使升压斩波器的PI电流调节器的电压扰动变量较小。 本发明所提出的子模块拓扑图如图1所示。
所述的步骤2)中采用纯直流集电极系统实现海上风力发电。本发明提出的 直流输电系统如图2所示。由n×m个子模块串并联形成，其中m个子模块串联 形成支路，支持直流线路电压，再并联n个支路，形成直流集电系统，最后将 风电场的电力进行集成，集成到陆上交流电网，即完成并网。
本发明提出的纯直流输电系统省去了直流整流和永磁同步电机逆变器，比 传统的直流输电系统具有更高的性价比。本发明采用的串联式子模块支路将直 流电压提高到适用于高压直流输电的高水平，是传统高压直流整流器的一种替 代。无需安装大型变压器和高功率整流器将交流电源转换为直流电源，尤其在 海上环境下，节省了空间和施工成本。
同时，串联分支具有显著优势，如平衡分支线路电流时不需要高压电容器 维持直流母线电压，只需要几个相对较低或中压电容器。当一台子模块坏掉或 需要维修时，坏掉的子模块的桨叶角首先变为90度，关闭风机。由于故障永磁 同步电机的机械功率为零，因此永磁同步电机的转子动能被释放到系统中，故 障永磁同步电机的需求电流随着永磁同步电机转子转速的降低而减小。当断开 子模块的电流减小到串连分支的串联电流时，一个子模块的实际输入电流保持 在串联电流大小。由于串联式支路仍有电能传输，因此由于串联式支路的转子 运动，使得永磁同步电机的转子转速不断降低。当转子转速降至系统操作员设 定的较低值时，连接永磁同步发电机和全桥二极管变换器的断路器将打开。因 此，在不停止整个分支的情况下，本发明提出的子模块可以将故障的永磁同步 发电机安全地从串联的分支中分离出来。当遇到电路故障引起的子模块故障时， 一旦系统检测到故障信号，断路器将故障永磁同步发电机与全桥二极管整流器 直接隔离。只需要断路器连接到永磁同步发电机和变频器，即可将故障子模块 和变频器分开。因此，串联支路中任何需要维护或发生故障的单元都可以通过 自然换流过程与系统隔离，而不影响同一支路中的其他正常单元。
所述的步骤3)中DC/DC升压电路如图3所示。DC/DC升压电路由可适当 调节系统使系统连续工作的电抗、由IGBT和反向并联二极管组成的双向可控开 关、二极管和电容器构成。
双向可控开关由数字信号d(t)驱动：
IGBT开关打开的时间的百分比定义为占空比α。因此，α为d(t)的直流平均 值。因此，在一个开关周期中，DC/DC升压斩波电路的直流输出电压VDCS的平 均值：
VDCS＝α×0+(1-α)×VDC0＝(1-α)VDC0 (2)
结合KCL定律可得：
其中，IDCL为经过电容器的电流值。当DC/DC升压电路达到稳定状态时， 通过电感器的电流为常数值，即电感器在一个开关周期内的终端电压为零。因 此，升压电路中输入直流电压与输出直流电压的关系为：
VDCi＝VDCS＝(1-α)VDC0 (4)
其中，(1-α)为范围为0到1的正值，VDCi≤VDCo在DC/DC升压斩波电路中始 终成立。由于DC/DC升压电路中只有一个可控可变占空比α，因此可将(3)改写 成占空比的形式：
其频域表达式为：
LIDCL(s)＝ΔV(s)+VC(s) (6)
其中，我们定义VC＝αVDCo为直流可控电压。由于升压电路的直流输入和输 出电压不可控，将ΔV＝VDCi-VDCo定义为升压电路的扰动变量。由(5)可知，电流通 过电感器，也就是注入直流升压电路的电流，可以通过改变VC来调节。因此， 可以使用一个简单的PI电流调节器来跟踪MPPT算法生成的参考电流。
所述的步骤4)中的控制策略由改进MPPT算法实现。其控制策略如图4 所示。
风力发电系统功率由下式给出：
其中，ρ和r分别为空气密度和动叶半径。VW为风速。CP(λ，β)为功率系数曲 线，在最优叶尖速比值λopt＝ωrR/VW下得到最大值。因此，永磁同步发电机的转速 与风速成正比：
因此，风机功率与永磁同步发电机的转速的立方成正比，即：
其中，C1＝0.5πr5CPmax/λopt 3为常数。
永磁同步发电机的定子磁通为：
其中，Φs为常数。永磁同步发电机产生的电压为：
因此，永磁同步发电机的端电压大小与转子转速成正比，且为变频交流电 压，其频率由转子转速决定。二极管整流器的直流电压为：
其中，VAC为相间交流电压，亦即：
因此，二极管整流器的直流电压(DC/DC升压电路的输入直流电压)与永磁 同步电机的转子转速成正比。且k是一个常数。从直流侧来看，直流侧的功率 应为直流升压电路中电感器输入直流电压的倍数。即：
PDC＝VDCi×IL (14)
忽略永磁同步发电机损耗，结合(9)、(13)、(14)，给出电流PI调节器在WECS 中实现MPPT算法的最优直流电流参考值为：
上式给出了参考电流的设定值表达式。采用低通滤波器对永磁同步电机转 子转速进行平滑测量。从而实现了对各子模块的单个MPPT算法的控制策略。
陆上交流电网侧电压源换流器采用标准控制器来传输从各子模块采集的功 率。所述控制方案如图5所示。该控制方案基于d轴与陆上电网交流电压共线 的电网电压参考系。锁相环用于计算d-q变换的旋转角度θPLL。该控制方案由两 个级联控制回路组成：外电源回路控制高压直流输电侧直流电压VDC和无功功率 Q为常值，保证向陆上交流电网输送统一功率，d轴电流id和q轴电流iq分别与 直流电压和无功功率相关，由内电流控制回路得到的vd和vq用于产生所需的交 流电压。
本发明的具体实施例：
为了简化仿真，本发明建立了一个相对小型的海上风力发电场，通过高压 直流输电进行集成。该测试系统由12台基于永磁同步发电机的2MW风电机组 组成。6个子模块形成一个串联分支和两个并联分支。直流集电极系统通过一条 海底线路和一个基于电压源换流器的高功率逆变器将风电输送到陆上交流电网 侧。测试系统参数如表1所示。
表1
根据附图图6-9可知：
(1)风速增加下的实验结果如图6所示，初始风速为10m/s，发电机运行 在最大功率跟踪点。在t＝2s,风速增加到12m/s，由于机械功率之间的不平衡,永 磁同步发电机转子转速增加,如图6(b)所示。且DC/DC升压电路中的电感随 转子转速增大而增大，如图6(c)所示，采用PI电流调节器，电感电流可以很好 地跟踪参考电流值，最终随着注入系统电流的增加，永磁同步发电机的电能也 随之增大，以适应机械功率的突然变化。转子转速增加到最优值，通过一个简 单的PI电流控制器实现了MPPT算法。同样，在t＝10s时，风速降至8m/s时， 永磁同步发电机的电感电流和转子转速均下降，跟踪最大功率点。风速增加不 影响直流环节的直流电压值,如图6(d)所示。由于变频器的功率控制，无功功率 始终保持为零。
(2)变风速时的实验结果如图7所示，从图7(b)所示的不同永磁同步发电 机转子转速的延迟可以明显看出延迟效应，由于扫过每个永磁同步发电机的风 速差很小，所以每个永磁同步发电机的输出功率几乎相同。因此，各子模块的 直流输出电压范围较小。如图7(d)所示，子模块的直流输出电压最大值和最小 值分别为1.2p.u.和0.8p.u.，在期望的限制范围内。风速的变化不影响直流输电 线路的直流电压，陆上交流电网的有功功率随风力的变化而变化，但陆上交流 电网的无功功率仍然始终为零。
(3)子模块故障时的实验结果如图8所示，在A点，俯仰角被激活为90 度，这意味着注入永磁同步发电机的机械功率为零。如图8(a)所示，将支撑子模 块的永磁同步电机的惯性消耗到B点，此时在DC/DC升压电路中的电感的参考 电流等于支路的串联电流。因此，可以保证系统的稳定运行。由于串联式支路 仍有电力注入，使得永磁同步电机转子转速持续下降。当转子转速降至系统操 作员设定的极低值时，如0.3p.u.，如图8(c)所示，永磁同步发电机与二极管整 流器之间的断路器打开。由于串接支路中连接的子模块数量较多，因此一个断 接的子模块不会导致其他正常运行子模块的过电压，如图8(d)所示。
(4)发电机故障时的实验结果如图9所示，在t＝0.2s时，永磁同步发电机 端子短路，电阻较小。如图9(a)所示，永磁同步发电机的端电压在A点处下降 较低，系统检测到电压下降后，永磁同步发电机与变频器之间的断路器打开。 存储在电感和电容中的能量开始消耗，如图9(b)和(d)所示。IGBT旁的反向连接 二极管开始进行换向，完成换向过程，如图9(c)所示。证明本发明所设计的拓扑 结构在不使用辅助旁路电路的情况下可以成功实现故障发电机的隔离。
上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本 发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落 入本发明的保护范围。
Claims (5)
1.一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法，其特征在于：包括以下步骤：
1)将永磁同步发电机直接连接二极管整流器和DC/DC升压电路，构成一个子模块；
2)将若干的上述子模块串并联连接起来，形成海上风电场的直流输电系统；
3)设计上述直流输电系统中DC/DC升压电路的控制方式；
4)最后设计总体最大点跟踪(MPPT)控制策略，使上述海上风电能够通过高压直流输电集成到陆上电力系统中。
2.根据权利要求1所述的一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法，其特征在于：所述的步骤1)中的子模块由全桥二级管整流器和DC/DC升压斩波器组成，且在二极管整流器和DC/DC升压斩波器之间插入一个电容以使上述整流器和斩波器的输入输出电流匹配。
3.根据权利要求1所述的一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法，其特征在于：所述的步骤2)中的直流输电系统由n×m个子模块串并联形成，其中m个子模块串联形成支路，支持直流线路电压，再并联n个上述支路，形成直流集电极系统，最后将风电场的电力进行集成，集成到陆上交流电网，即完成并网。
4.根据权利要求1所述的一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法，其特征在于：所述的步骤3)中的DC/DC升压电路由可适当调节系统使系统连续工作的电抗、由IGBT和反向并联二极管组成的双向可控开关、二极管和电容器构成；
双向可控开关由数字信号d(t)驱动：
IGBT开关打开的时间的百分比定义为占空比α，因此，α为d(t)的直流平均值，在一个开关周期中，DC/DC升压斩波电路的直流输出电压VDCS的平均值：
VDCS＝α×0+(1-α)×VDC0＝(1-α)VDC0 (2)
VDC0为斩波器的输出电压；
结合KCL定律可得：
其中，L为电感器的电感值，IDCL为经过电容器的电流值，当DC/DC升压电路达到稳定状态时，通过电感器的电流为常数值，即电感器在一个开关周期内的终端电压为零，因此，升压电路中输入直流电压与输出直流电压的关系为：
VDCi＝VDCS＝(1-α)VDC0 (4)
其中，(1-α)为范围为0到1的正值，VDCi≤VDCo在DC/DC升压斩波电路中始终成立，由于DC/DC升压电路中只有一个可控可变占空比α，因此可将(3)改写成占空比的形式：
其频域表达式为：
LIDCL(s)＝ΔV(s)+VC(s) (6)
其中，定义VC＝αVDCo为直流可控电压，由于升压电路的直流输入和输出电压不可控，将ΔV＝VDCi-VDCo定义为升压电路的扰动变量，由(5)可知，电流通过电感器，也就是注入直流升压电路的电流，可以通过改变VC来调节，因此，可以使用一个简单的PI电流调节器来跟踪MPPT算法生成的参考电流。
5.根据权利要求1所述的一种基于高压直流输电的海上风电场集成拓扑设计方法，其特征在于：所述的步骤4)中的控制策略由改进MPPT算法实现，
风力发电系统功率由下式给出：
其中，ρ和r分别为空气密度和动叶半径，VW为风速，CP(λ，β)为功率系数曲线，在最优叶尖速比值λopt＝ωrR/VW下得到最大值CPmax，R为转子叶片半径；因此，永磁同步发电机的转速与风速成正比：
因此，风机功率与永磁同步发电机的转速的立方成正比，即：
其中，C1＝0.5πr5CPmax/λopt 3为常数。
永磁同步发电机的定子磁通为：
其中，Φs为常数，永磁同步发电机产生的电压为：
因此，永磁同步发电机的端电压大小与转子转速成正比，且为变频交流电压，其频率由转子转速决定，二极管整流器的直流电压为：
其中，VAC为相间交流电压，亦即：
因此，二极管整流器的直流电压(DC/DC升压电路的输入直流电压)与永磁同步电机的转子转速成正比，且k是一个常数，从直流侧来看，直流侧的功率应为直流升压电路中电感器输入直流电压的倍数，即：
PDC＝VDCi×IL (14)
忽略永磁同步发电机损耗，结合(9)、(13)、(14)，给出电流PI调节器在WECS中实现MPPT算法的最优直流电流参考值为：
上式给出了参考电流的设定值表达式，采用低通滤波器对永磁同步电机转子转速进行平滑测量，从而实现了对各子模块的单个MPPT算法的控制策略；
陆上交流电网侧电压源换流器采用标准控制器来传输从各子模块采集的功率，该控制方案基于d轴与陆上电网交流电压共线的电网电压参考系，锁相环用于计算d-q变换的旋转角度θPLL，该控制方案由两个级联控制回路组成：外电源回路控制高压直流输电侧直流电压VDC和无功功率Q为常值，保证向陆上交流电网输送统一功率，d轴电流id和q轴电流iq分别与直流电压和无功功率相关，由内电流控制回路得到的vd和vq用于产生所需的交流电压。
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