CN109921650A - 一种双向全桥单边三电平dc-dc变换器优化控制方法 - Google Patents

一种双向全桥单边三电平dc-dc变换器优化控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向全桥单边三电平DC‑DC变换器回流功率最小的控制方法，双向全桥单边三电平DC‑DC变换器的拓扑结构中有两个控制量可控制，分别是高压侧(原边)桥臂中点电压占空比D1和原、副边桥臂中点电压之间的移相角在满足传输负载所需功率的前提下实现变换器回流功率最小的控制。发明控制方法可以实现：协调控制D1、实现功率在原、副边双向传输的目的，并且在满足负载所需功率的情况下，使变换器回流功率最小，从而减小功率器件的电流应力，进而减小开关器件和磁性元件的通态损耗。同时，在整个传输功率范围内，电路中的所有开关管都能够实现零电压导通，有效减少了功率器件的开关损耗。

Description

一种双向全桥单边三电平DC-DC变换器优化控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子器件的控制技术领域。
背景技术
隔离型双向DC-DC变换器是一种可以二象限运行且能够实现输入、输出侧电气隔离的DC-DC变换器，它在电动汽车、新能源发电及智能电网等领域被广泛使用。
隔离型双向DC-DC变换器较常用的是双向全桥两电平电路结构，它由两个对称的H桥、中频变压器和两个直流稳压电容构成。这种变换器结构简单，功率密度大，电压变比大，能实现电气隔离且能量可双向流动。但是在这种变换器拓扑中的每个开关管承受的电压是输入电压或者输出电压，因而这种结构不适用于像储能系统这种一侧电压很高，而另一侧电压较低的场合。
双向全桥单边三电平DC-DC变换器应用传统移相控制的原理为：原边桥臂中的四只开关管(S11、S12、S17、S18)同时导通，另外四只开关管(S13、S14、S15、S16)与其互补导通；副边桥臂中，对管同时导通，即开关管(S21、S24)同时导通，另外两只开关管(S22、S23)与其互补导通。S11、S12、S17、S18的导通信号与S21、S24的导通信号之间存在移相角，移相角对应的时间与半个周期的比值为 的正负决定传输功率的方向，其大小决定传输功率的大小。移相控制简单易实现，但是它没有利用全桥单边三电平DC-DC变换器原边占空比可控的特点。同时，在t0-t’0和t2-t’2两段时间内，vab与iL相位相反，说明在这两段时间内本该传到变换器副边的功率回流到了变换器原边，即出现了功率回流现象，而这部分回流的功率就叫做回流功率。在系统运行过程中如果有功率回流存在，为了补足回流的功率，达到指定的传输功率，必然要增加输出电流，从而增大功率器件的电流应力，进而增大开关器件和磁性元件的损耗，降低变换器的效率。鉴于现有技术的以上缺点，有必要对变换器的控制策略进行研究更新。
发明内容
本发明的目的是提供一种双向全桥单边三电平DC-DC变换器优化控制方法，它能有效地解决DC-DC变换器回流功率控制的技术问题。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种双向全桥单边三电平DC-DC变换器优化控制方法，所述双向全桥单边三电平DC-DC变换器的高压侧为二极管箝位全桥三电平结构，低压侧为全桥两电平结构，其控制器包括电压控制模块、查找表模块和开关信号产生模块，通过控制原边端口电压波形的脉宽和原、副边相位关系来控制功率传输；采用的控制方法包括如下的步骤：
步骤一、通过控制器的电压控制模块对负载侧电压V2和参考电压V2ref的误差进行反馈控制，得到移相比
步骤二、读入步骤一得到的移相比查找表模块根据如下规则得到原边桥臂电压的占空比D1：
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
步骤三、将步骤一得到的移相比和步骤二得到的原边桥臂电压的占空比D1输入开关信号产生模块即产生对应的开关信号，利用所述的开关信号控制主电路中开关器件的通断。
与现有技术相比，本发明的优势在于：高压侧(原边)桥臂为全桥三电平结构，桥臂中每只开关管的电压应力只有高压侧直流电压的一半，对于同样的场合，采用本发明结构可以选用耐压等级更低的开关管，从而降低成本。
同时本发明控制方法的优势还在于：当传输功率一定时，通过协调控制D1、实现回流功率最小的控制，从而减小功率器件的电流应力，进而减小开关器件和磁性元件的通态损耗。同时，由于在整个传输功率范围内，电路中的所有开关管都能够实现软开关，所以也可以有效地减少功率器件的开关损耗。
附图说明
图1是隔离型双向全桥单边三电平DC-DC变换器的拓扑结构。
图2是传统移相控制的工作波形图。
图3是双向全桥单边三电平DC-DC变换器正、反向传输功率的四种工况。
图4是k＝0.3、0.5、0.7、0.9时，满足变换器回流功率最小控制的D1关于的关系曲线。
图5是传统移相控制的实施框图。
图6是变换器回流功率最小控制方法的实施框图。
具体实施方式
双向全桥单边三电平DC-DC变换器的结构如图1所示，其中S11～S18、S21～S24为开关管，C1～C3为直流稳压电容，D1～D4为钳位二极管，L为外接电感与变压器漏感的和，MFT为中频变压器，V1为输入直流电压，V2为输出直流电压。双向全桥单边三电平DC-DC变换器由两个全桥电路、中频变压器和三个直流稳压电容组成。其中，高压侧(原边)全桥为三电平结构，每只开关管的电压应力只有高压侧直流电压的一半；低压侧(副边)全桥为两电平结构。这种变换器尤其适合用于两侧电压幅值差较大，且功率较大的场合。
双向全桥单边三电平DC-DC变换器原边的中点电压vab可以输出正、负、零三个电平，副边的中点电压vcd可以输出正、负两个电平。当S11、S12、S17、S18导通，vab为正电平；当S12和S17或S13和S16导通，vab为零电平；当S13、S14、S15、S16导通，vab为负电平。当S21、S24导通，vcd为正电平，当S22、S23导通，vcd为负电平。vab的正、负电平在一个开关周期内的作用时间相同，作用时间与半个开关周期的比为D1。vcd的正、负电平在一个开关周期内的作用时间相同，作用时间与开关周期的比为50％。
双向全桥单边三电平DC-DC变换器传输功率的大小和方向受D1和影响，其中为vab与vcd之间的移相角对应的时间与半个开关周期的比值。正向传输功率时(V1侧传向V2侧)，随着传输功率的变化，电路出现两种工作情况，两种情况的工作波形如图3(a)和图3(b)所示。反向传输功率时(V2侧传向V1侧)，随着传输功率的变化，电路也分为两种工作情况，两种情况的工作波形如图3(c)和图3(d)所示。
在分析如何协调控制D1和实现回流功率最小优化控制之前，先分析电路正常工作的条件和所有开关管实现零电压导通(ZVS)的条件。要能够通过控制D1改变vab正、负电平的作用时间，以及vcd能正常输出正负占空比各为50％的方波；要求在vab和vcd的正、负电平结束时刻(开关管关断时刻)，电流是流经开关管而不是开关管反并联的二极管，例如，图3(a)中，要求：iL(t3)≤0，iL(t4)≥0。开关管导通时，ZVS的条件为：开关管导通前，工作电流流经其反并联的二极管，例如，图3(a)中：iL(t0)≥0，iL(t1)≤0。图3(a)～(d)四种工况均可通过控制D1、来满足上述开关管关断与导通的要求。
四种工况下实现回流功率最小控制时D1和的关系分析如下：
根据图3中四种工况的工作波形，计算每种工况下传输功率的表达式为：
正向传输功率的两种工况的工作波形如图3(a)、(b)所示，两种工况传输功率的表达式分别为：
反向传输功率的两种工况的工作波形如图3(c)、(d)，三种工况传输功率的表达式分别为：
式中k＝nV2/V1，n为变压器变比，L为电路中的电感，fs为开关频率。
由式(1)、(2)、(3)、(4)可知，传输功率是D1和的函数，为了表述简单，用抽象函数表示传输功率关于D1、的函数。
根据图3中四种工况的工作波形，计算每种工况下变换器回流功率：变换器回流功率也是关于D1、的函数，为了表述简单，用抽象函数表示回流功率关于D1、的函数。
由式(1)、(2)、(3)、(4)可知，传输相同的功率会有多种不同的D1、组合来实现，在所有的组合中总有一种组合使变换器回流功率最小，计算变换器回流功率最小的D1、组合的步骤如下：
由式(5)得到关于D1、P的关系式：
将式(7)代入式(6)得到回流功率关于D1和P的关系式：
Q＝g1(D1,P) (8)
由式(8)可得，在传输功率一定的情况下，回流功率与D1的关系。对式(8)中的D1求导数，并求解使导数为零的D1关于P的关系式，得到：
D1＝h(P) (9)
将式(9)中的P用式(1)代替，并求解D1关于的表达式：
根据式(10)得到的D1关于的关系式是传输一定功率下所有D1、组合中使变换器回流功率最小的组合。
根据上述分析步骤，得到在电路所能传输的反向最大功率到正向最大功率范围内，使变换器回流功率最小的D1、组合(D1是关于的函数)，如表1所示。在不同的功率范围内，D1关于的关系式是分段函数。正向传输功率使得变换器回流功率最小的D1和反向传输功率使得变换器回流功率最小的D1是关于对称的。
表1 D1关于的关系式
根据发明内容部分提供的控制方法分析步骤以及由表1提供的满足控制目标的D1关于的表达式，图4给出了当k＝0.3、0.5、0.7、0.9时，D1关于的控制曲线。控制器实现本专利提出的优化控制方法的具体实施方式如图6所示。
a)、控制器的电压控制模块通过对负载侧电压(V2)和参考电压(V2ref)的误差进行反馈控制，得到移相比
b)、读入a)结果，根据表1得到原边桥臂电压的占空比D1：
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
c)、将步骤a)、b)得到的和D1输入开关信号产生模块，产生相应的开关信号，控制主电路中开关器件的通断。
图5为传统移相控制的实施框图，图6为本专利所提出的最小回流功率控制的实施框图。其中V2ef为输出电压基准值，V2为实时输出电压，Sij为开关管驱动信号，D1为一个周期内vab正电平作用时间与半个开关周期的比，为vab与vcd之间的移相角对应的时间与半个开关周期的比值。由图5、图6对比可知，本专利提供的新型控制方法在现有的电压控制模块和开关信号产生模块之间增加了一个D1计算模块。

Claims (1)

1.一种双向全桥单边三电平DC-DC变换器优化控制方法，所述双向全桥单边三电平DC-DC变换器的高压侧为二极管箝位全桥三电平结构，低压侧为全桥两电平结构，其控制器包括电压控制模块、查找表模块和开关信号产生模块，通过控制原边端口电压波形的脉宽和原、副边相位关系来控制功率传输；采用的控制策略包括如下的步骤：
步骤一、通过控制器的电压控制模块对负载侧电压V2和参考电压V2ref的误差进行反馈控制，得到移相比
步骤二、读入步骤一得到的移相比查找表模块根据如下规则得到原边桥臂电压的占空比D1：
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
当的范围在时，
步骤三、将步骤一得到的移相比和步骤二得到的D1输入开关信号产生模块，产生相应的开关信号，控制主电路中开关器件的通断。
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