CN109755764B - 毫米波多极化天线和终端 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种毫米波多极化天线和终端。该毫米波多极化天线包括：天线本体和馈电网络；其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层、第一介质基板、第二金属层、第二介质基板和第三金属层；所述第一金属层上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元；所述第一介质基板和所述第二介质基板分别具有金属通孔，形成基片集成波导结构；所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式。本发明实施例的天线不仅能增加信道容量，而且可以根据不同的应用环境选择不同的极化方式。

Description

毫米波多极化天线和终端

技术领域

本发明涉及天线技术领域，尤其涉及一种毫米波多极化天线和终端。

背景技术

近年来，随着通信技术的发展，尤其是第五代通信技术中的毫米波技术备受广大学者的关注。而无限频谱资源是一种有限且非常珍贵的自然资源，随着大量无线设备的接入，频谱占用率越来越高。

为了高效率的利用有限的频谱，可以通过增加通信系统的信道容量实现。目前，提高通信系统的信道容量的主要方法有宽频带技术、多输入多输出(Multiple-InputMultiple-Output，简称MIMO)技术和分集技术。其中分集技术主要包括四种类型：极化分集、空间分集、频率分集和方向图分集。极化分集由于其设计简单，性能优良被广泛应用。传统的多极化天线多为偶极子天线、单极子天线、微带天线和环缝天线等形式，其需要较大的空间体积和复杂的馈电网络，显然不适合现代通信技术，尤其是第五代通信技术。

因此，对于本领域技术人员来说，亟需实现一种毫米波多极化天线。

发明内容

本发明提供一种毫米波多极化天线和终端，提高了频谱利用率。

第一方面，本发明提供一种毫米波多极化天线，包括：

天线本体和馈电网络；

其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层、第一介质基板、第二金属层、第二介质基板和第三金属层；

所述第一金属层上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元；

所述第一介质基板和所述第二介质基板分别具有金属通孔，形成基片集成波导结构；

所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式。

第二方面，本发明提供一种终端，包括：

如第一方面中任一项所述的毫米波多极化天线。

本发明实施例提供的毫米波多极化天线和终端，包括：天线本体和馈电网络；其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层、第一介质基板、第二金属层、第二介质基板和第三金属层；所述第一金属层上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元；所述第一介质基板和所述第二介质基板分别具有金属通孔，形成基片集成波导结构；所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式，上述天线结构不仅能增加信道容量，而且可以根据不同的应用环境选择不同的极化方式。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是本发明提供的一实施例的天线本体结构示意图；

图2A是图1所示结构的俯视图；

图2B是本发明提供的另一实施例的俯视结构示意图；

图3是本发明提供的一实施例的馈电网络结构框图；

图4A是本发明提供的一实施例的空间电场模拟矢量图；

图4B是本发明提供的另一实施例的空间电场模拟矢量图；

图4C是本发明提供的又一实施例的空间电场模拟矢量图；

图4D是本发明提供的又一实施例的空间电场模拟矢量图；

图5是本发明提供的一实施例的不同地板大小对应的S参数示意图；

图6是本发明提供的一实施例的不同地板大小对应的方向图示意图；

图7A是本发明提供的一实施例的矫正前的辐射方向图；

图7B是本发明提供的一实施例的矫正后的辐射方向图；

图8是本发明提供的一实施例的四极化天线的S参数示意图；

图9是本发明提供的一实施例的线极化天线的辐射方向图及交叉极化示意图；

图10是本发明提供的另一实施例的线极化天线的辐射方向图及交叉极化示意图；

图11是本发明提供的一实施例的LCHP的辐射方向图；

图12是本发明提供的一实施例的LCHP的3dB轴比覆盖范围示意图；

图13是本发明提供的另一实施例的LCHP的3dB轴比示意图。

附图标记说明：

1、第一金属层； 2、第一介质基板；

3、第二金属层； 4、第二介质基板；

5、第三金属层； 10、缝隙天线单元；

11、金属通孔； 12、地板挖空区域；

101、第一缝隙分支； 102、第二缝隙分支；

21、第一功分器； 22、第二功分器；

23、交叉耦合器； 24、第一定向耦合器；

25、第二定向耦合器； 26、第一移相器；

27、第二移相器； 31、导体单元。

通过上述附图，已示出本公开明确的实施例，后文中将有更详细的描述。这些附图和文字描述并不是为了通过任何方式限制本公开构思的范围，而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本公开的概念。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本公开相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开的一些方面相一致的装置和方法的例子。

本发明的说明书和权利要求书及所述附图中的术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

首先对本发明所涉及的名称和应用场景进行介绍：

折叠C类型基片集成波导(folded C-type Substrate Integrated Waveguide，简称FCSIW)结构，是横向折叠的波导，适用于基片集成波导SIW小型化，该FCSIW结构具有较低损耗。

该FCSIW结构是SIW的衍生结构。FCSIW结构在保持SIW相似的传播特性的基础上，FCSIW可以与由SIW横向折叠得到，FCSIW结构的上下两侧均具有两排周期性的金属圆柱通孔，中间有一层金属导体层。横向宽度可以减少到SIW的横向宽度的一半。FCSIW的高度可以为是SIW高度的2倍。

FCSIW结构传播的主模式TE10模式，同SIW的场模式相似。电磁场在FCSIW内被折叠分布于FCSIW的不同层。

近年来，随着通信技术的高速发展，云计算、智能家居、远程医疗、无人驾驶、虚拟现实和增强现实已经进入了我们的生活。与之对应的满足需求的第五代通信技术也在不断的完善中。未来的5G技术正朝着多元化、宽带化、综合化、智能化的方向发展。而且随着微波技术的发展，人们迫切渴求大容量高速度的传输系统。同时由于通讯设备的多元化，必然会使可利用的频谱资源越来越稀少。为了解决这个问题，我们提出了一种用于毫米波技术的多极化天线。

本发明实施例提供的天线，应用于终端，以实现提高频谱资源利用率、增加信道容量。

本发明实施例中的终端可以包括但不限于：手机、平板电脑、可穿戴设备、物联网设备等移动终端。

本发明实施例中，馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得天线本体形成不同极化方式的辐射模式，天线本体为设置在基片集成波导结构上的缝隙天线，包括多个缝隙天线单元，不仅能增加信道容量，而且可以根据不同的应用环境选择不同的极化方式，能够保持通信系统的稳定可靠以及高速传输。

下面以具体的实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。

图1是本发明提供的一实施例的天线本体结构示意图。如图1所示，本实施例提供的毫米波多极化天线，包括：

天线本体和馈电网络；

其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层1、第一介质基板2、第二金属层3、第二介质基板4和第三金属层5；

所述第一金属层1上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元10；

所述第一介质基板2和所述第二介质基板3分别具有金属通孔11，形成基片集成波导结构；

所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式。

具体的，如图1和图2A所示，图2A为图1所示结构的俯视图，该天线本体中第一金属层上设有缝隙天线，包括多个缝隙天线单元10，第一介质基板和第二介质基板上均具有金属通孔，形成基片集成波导结构，如图1中所示为折叠C类型基片集成波导(folded C-typeSubstrate Integrated Waveguide，简称FCSIW)结构，该FCSIW结构相比基片集成折叠桥波导SIFRW、基片集成折叠L类型波导SIFLW、基片集成波导SIW具有更低的损耗。

馈电网络具有多个输出端口，与基片集成波导结构的端口一一对应，向基片集成波导结构的端口进行馈电，图2A中FCSIW结构具有四个端口，馈电网络也具有四个输出端口；馈电网络的输出端口与基片集成波导结构的端口进行馈电。

馈电网络用于采用不同形式的馈电方式，向折叠C类型基片集成波导结构的四个端口进行馈电，使得缝隙天线的多个缝隙天线单元形成不同极化方式的辐射模式。

本实施例的毫米波多极化天线，包括：天线本体和馈电网络；其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层、第一介质基板、第二金属层、第二介质基板和第三金属层；所述第一金属层上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元；所述第一介质基板和所述第二介质基板分别具有金属通孔，形成基片集成波导结构；所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式，上述天线结构不仅能增加信道容量，而且可以根据不同的应用环境选择不同的极化方式。

在上述实施例的基础上，进一步的，如图3所示，馈电网络包括：第一功分器21、第二功分器22、交叉耦合器23、第一定向耦合器24、第二定向耦合器25、第一移相器26和第二移相器27；

所述第一功分器21和所述第二功分器22分别具有一输入端，所述输入端用于输入电信号；

所述第一功分器21的第一输出端连接所述第一移相器26的输入端，所述第一移相器26的输出端连接所述第一定向耦合器24的第一输入端；

所述第二功分器22的第一输出端连接所述第二移相器27的输入端，所述第二移相器27的输出端连接所述第二定向耦合器25的第一输入端；

所述第一功分器21的第二输出端连接所述交叉耦合器23的第一输入端，所述第二功分器22的第二输出端连接所述交叉耦合器23的第二输入端，所述交叉耦合器的第一输出端连接第一定向耦合器24的第二输入端，所述交叉耦合器23的第二输出端连接第二定向耦合器25的第二输入端；

所述第一定向耦合器24具有两个输出端口，所述第二定向耦合器25具有两个输出端口；所述输出端口与所述基片集成波导结构的端口一一对应。

具体的，基于FCSIW的四极化天线的馈电网络结构框图如图3所示，其中包含着两个功分器(第一功分器21和第二功分器22)，一个交叉耦合器23，两个定向耦合器(第一定向耦合器24和第二定向耦合器25)和两个90°移相器(第一移相器26和第二移相器27)。高频信号的输入端为端口#1和端口#2，输出端对应天线本体的FCSIW结构的端口#3，端口#4，端口#5和端口#6，馈电网络通过输出端与天线本体部分进行馈电。从馈电网络的结构框图可以看出，整体的四极化天线的结构对称，布局规整。其中虚线箭头表示产生90°相移的路线。例如：从端口#1馈电，经过第一功分器后实现能量的功分，两路的能量按照虚线箭头的指向流动。电场的相位差即为90°。产生四极化天线的馈电原理如表1所示，四种极化方式分别是两个输入端采用不同形式的馈电方式所产生的。例如，第一种左旋圆极化(LHCP)只有端口#1馈电，然后在输出端分别对应端口#3，端口#4，端口#5，端口#6处产生均匀的幅度分布和-90°的相位差。合成的电场会随着时间的变化沿着与传播方向的正交方向顺时针旋转，如图4A所示，初始电场的方向记为E-(T0)，经过1/4周期后的电场方向沿着顺时针方向旋转了90°。同理可得右旋圆极化(RHCP)，电场原理图如图4B所示。第三种线极化是Phi＝16°的线极化，能量从输入端的端口#1和端口#2采用1：1形式馈电，两个输入端的能量相位差为-90°。假设端口#1和端口#2输入的振幅记为1，从端口#1输入的能量到达输出端的能量和相位差为端口#3(0.25，0°)，端口#4(0.25，-90°)，端口#5(0.25，-180°)，端口#6(0.25，-270°)。从端口#2输入的能量到达输出端的能量和相位差为端口#3(0.25，0°)，端口#4(0.25，-270°)，端口#5(0.25，-180°)，端口#6(0.25，-90°)。综合两个输入端在输出端产生的能量之和为端口#3(0.5，0°)，端口#5(0.5，-180°)。同理，第四种线极化是Phi＝106°的线极化，能量从输入端的端口#1和端口#2采用1：1形式馈电，两个输入端的能量相位差为90°，在输出端产生的能量之和为端口#4(0.5，-90°)，端口#6(0.5，-270°)。两种线极化的电场矢量合成图如图4C和图4D所示，例如：图4C为Phi＝16°的线极化，初始电场的方向记为E-(T0)，经过1/2周期后的电场方向为E-(T0+1/2T0)，与E-(T0)方向相反。例如：图4D为Phi＝106°的线极化，初始电场的方向记为E-(T0)，经过1/2周期后的电场方向为E-(T0+1/2T0)，与E-(T0)方向相反。电场的方向一直都在同一个轴线方向，即为线极化。

表1

其中，如图3所示，馈电网络为沿所述天线本体在第一方向的对称轴的对称结构。

具体的，采用结构对称、布局规整的馈电网络，可以通过不同的馈电方式对天线本体激励馈电，实现多极化天线的功能，馈电过程简单，减少对天线自身设计的依赖性，同时，减少设计成本。

本实施例中，馈电网络根据不同的馈电方式，向折叠C类型基片集成波导结构的端口进行馈电，使得缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式，上述天线结构不仅能增加信道容量，而且可以根据不同的应用环境选择不同的极化方式。

在上述实施例的基础上，进一步的，所述第一介质基板和所述第二介质基板上每个缝隙天线单元10沿长度方向延伸的两侧均设有两排金属通孔11。

在本发明的一些实施例中，任一所述缝隙天线单元10绕所述第一金属层的中点顺时针或逆时针旋转90度与相邻的缝隙天线单元重合。

具体的，如图2A所示，第一金属层的中点为位于四个缝隙天线单元中间的点，将任一缝隙天线单元10绕中点进行旋转可以得到其他缝隙天线单元。

在本发明的一些实施例中，所述缝隙天线单元10包括：第一缝隙分支101和第二缝隙分支102；其中，所述第一缝隙分支101和所述第二缝隙分支102平行交错设置。

第一缝隙分支和第二缝隙分支平行，且交错设置。

在本发明的其他实施例中，缝隙天线还可以通过其他形式实现，本发明对此并不限定。

在本发明的其他实施例中，金属通孔的位置还可以根据实际情况确定，本发明对此并不限定。

具体的，在本发明一些实施例中，四极化天线是以FCSIW单分支缝隙天线单元为基本单元形成的。FCSIW缝隙天线是根据FCSIW传输线的表面电流分布而设计的一种高增益天线。将单个缝隙天线单元绕着中心点o旋转90°，180°，270°得到了四极化天线的基本模型结构，如图2A所示。

进一步的，如图2B所示，沿相同方向延伸的所述缝隙天线单元中任意相邻的所述第一缝隙分支和所述第二缝隙分支，沿第一方向和第二方向的间距相等；所述第一方向和所述第二方向垂直。

具体的，如图2B中，沿第一方向(例如y方向)延伸的缝隙天线单元，即端口#3和端口#5对应的缝隙天线单元中各个相邻的缝隙分支(第一缝隙分支和第二缝隙分支)之间在第一方向(例如y方向)的间距L相等，在第二方向(例如x方向)的间距H相等。

相邻的缝隙分支在第一方向(例如y方向)的间距L约为FCSIW波长的一半。

如图2B中，沿第二方向(例如x方向)延伸的缝隙天线单元，即端口#4和端口#6对应的缝隙天线单元中各个相邻的缝隙分支(第一缝隙分支和第二缝隙分支)之间在第一方向(例如y方向)的间距相等，在第二方向(例如x方向)的间距相等。

端口#3和端口#5对应的缝隙天线单元为其中的一种线极化天线的组阵方式，端口#4和端口#6对应的缝隙天线单元为其中的一种线极化天线的组阵方式，此天线的优点是在x方向是等间距的，沿着y方向的间距也同样是等间距的，为半个FCSIW波长。这样的组阵方式有利于产生高增益的窄波束。

进一步的，第二金属层3包括多个导体单元31，每个所述导体单元31设置在每个所述缝隙天线单元10对应的两排金属通孔之间。

在本发明的一些实施例中，第二金属层可以不是整个介质基板的大小，而是如图2A中只在缝隙天线单元覆盖的区域设有金属层。

进一步的，第一金属层和第三金属层在任两个天线缝隙单元之间的区域均设有地板挖空区域12；所述地板挖空区域12与所述天线缝隙单元10所在区域不重叠。

图5示出了不同的地板的大小对S参数的影响，图6示出了不同的地板大小对方向图的影响。图5中a1表示有限地板大小对应的S参数曲线，其他分别为x×y为40×20mm，40×40mm，80×80mm，地板面积逐渐增大。从图中可以看出不同的地板的大小对S参数的影响相对较小，其中x代表x方向的长度(例如图2A中第一金属层在x方向的长度)，y代表y方向的长度(例如图2A中第一金属层在y方向的长度)。

如图6所示，一方面，随着地板的增大，天线波束的后瓣电平在下降。而且地板的增大造成了电磁场对前瓣的影响增大，进而使得前瓣的波瓣电平出现了抖动。另一方面，随着地板的增大，能量电平抖动的愈加严重，使得能量的传播在一定的角度范围内不集中，在角度为±60°的方位较角度0°的能量高了将近2dB左右。综上，考虑到整个馈电网络以及天线本体的实际情况，地板对波束的影响不容忽略。因此采用挖空部分地板，即在地板上形成地板挖空区域12，增大后瓣电平使得波束的前瓣电平呈现锥削分布。

图7A是矫正前的三维辐射方向图，图7B是矫正后的三维辐射方向图。其中图7A的中心波束的能量较两边低了2dB左右。可见采用上述方案，即挖空部分地板来抵消后瓣对主瓣的影响，可以得到如图7B所示的矫正方向图。

由于四极化天线可以看成是由端口#3所在的单分支FCSIW缝隙天线单元旋转得到的。图8、图9和图10给出了四极化天线的各个参数的性能。如图8给出了端口#3的S参数，-10dB的带宽为28.5GHz-31.3GHz。由于其对称性，这里省略了其它端口的S参数。Phi＝106°和Phi＝16°的两种线极化的增益方向图和交叉极化在图9和图10中给出。增益分别为10.22dBi和10.26dBi，归一化后的交叉极化电平都小于-23dB。图11和图12给出了30GHz下LCHP的辐射方向图和3dB轴比的覆盖范围。LCHP天线的增益为10.74dBi，3dB轴比的覆盖角度在-45°到40°范围内。图13给出了辐射LHCP波的轴比，可以看出在28GHz-32GHz，轴比都低于3dB。由于LCHP和RHCP的性能近似，本发明实施例中对于RHCP的辐射方向图和3dB轴比的覆盖角度未示出。综上所述，四极化天线的整体性能满足设计的要求。如果将其应用于5G毫米波设备，一方面可以增加通信容量，提高通信质量。另一方面四极化天线的平面易于集成的优点也能在5G毫米波设备中体现。

本发明实施例中还提供一种终端。例如，终端可以是智能手机，计算机，平板设备，物联网设备，可穿戴设备等。终端可以包括如前述任一实施例所述的天线。

该终端还可以包括以下一个或多个组件：处理组件，存储器，电源组件，多媒体组件，音频组件，输入/输出(I/O)的接口，传感器组件，以及通信组件等。

本实施例的天线，其实现原理与技术效果与前述实施例类似，此处不再赘述。

本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本发明旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由下面的权利要求书指出。

应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求书来限制。

Claims (11)

1.一种毫米波多极化天线，其特征在于，包括：

天线本体和馈电网络；

其中，所述天线本体包括：逐层依次分布的第一金属层、第一介质基板、第二金属层、第二介质基板和第三金属层；

所述第一金属层上设有缝隙天线；所述缝隙天线包括多个缝隙天线单元；

所述第一介质基板和所述第二介质基板分别具有金属通孔，形成基片集成波导结构；

所述馈电网络用于根据不同的馈电方式，向所述基片集成波导结构的端口进行馈电，使得所述缝隙天线形成不同极化方式的辐射模式；

所述缝隙天线单元包括：第一缝隙分支和第二缝隙分支；其中，所述第一缝隙分支和所述第二缝隙分支平行交错设置。

2.根据权利要求1所述的天线，其特征在于，

所述基片集成波导结构为折叠C类型基片集成波导FCSIW结构。

3.根据权利要求2所述的天线，其特征在于，

所述缝隙天线单元的个数为四个，所述FCSIW结构具有四个所述端口，四个所述端口与四个所述缝隙天线单元一一对应。

4.根据权利要求1-3任一项所述的天线，其特征在于，

所述第一介质基板和所述第二介质基板上每个所述缝隙天线单元沿长度方向延伸的两侧均设有两排金属通孔。

5.根据权利要求1-3任一项所述的天线，其特征在于，

任一所述缝隙天线单元绕所述第一金属层的中点顺时针或逆时针旋转90度与相邻的缝隙天线单元重合。

6.根据权利要求1所述的天线，其特征在于，

沿相同方向延伸的所述缝隙天线单元中任意相邻的所述第一缝隙分支和所述第二缝隙分支，沿第一方向和第二方向的间距相等；所述第一方向和所述第二方向垂直。

7.根据权利要求4所述的天线，其特征在于，

所述第二金属层包括多个导体单元，每个所述导体单元设置在每个所述缝隙天线单元对应的两排金属通孔之间。

8.根据权利要求1-3任一项所述的天线，其特征在于，

所述第一金属层和所述第三金属层在任两个所述天线缝隙单元之间的区域均设有地板挖空区域；所述地板挖空区域与所述天线缝隙单元所在区域不重叠。

9.根据权利要求1-3任一项所述的天线，其特征在于，

所述馈电网络包括：第一功分器、第二功分器、交叉耦合器、第一定向耦合器、第二定向耦合器、第一移相器和第二移相器；

所述第一功分器和所述第二功分器分别具有一输入端，所述输入端用于输入电信号；

所述第一功分器的第一输出端连接所述第一移相器的输入端，所述第一移相器的输出端连接所述第一定向耦合器的第一输入端；

所述第二功分器的第一输出端连接所述第二移相器的输入端，所述第二移相器的输出端连接所述第二定向耦合器的第一输入端；

所述第一功分器的第二输出端连接所述交叉耦合器的第一输入端，所述第二功分器的第二输出端连接所述交叉耦合器的第二输入端，所述交叉耦合器的第一输出端连接第一定向耦合器的第二输入端，所述交叉耦合器的第二输出端连接第二定向耦合器的第二输入端；

所述第一定向耦合器具有两个输出端口，所述第二定向耦合器具有两个输出端口；所述输出端口与所述基片集成波导结构的端口一一对应。

10.根据权利要求9所述的天线，其特征在于，

所述馈电网络为沿所述天线本体在第一方向的对称轴的对称结构。

11.一种终端，其特征在于，包括：

如权利要求1-10任一项所述的天线。

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