CN109742953B - 一种磁隔离驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种磁隔离驱动电路，包括第一输入端、第二输入端、第一输出端、第二输出端、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组、副边绕组，以及位于副边的加速关断电路，加速关断电路至少包括一只开关管Q11；TVS二极管的阳极连接第一输入端，TVS二极管的阴极连接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端，原边绕组的两端分别连接第一输入端和第二输入端。本发明在电路的前几个周期，原边MOS管关断时，变压器原边电压被TVS钳位至设定值，副边可以产生足够大的感应电压与反向电流，驱动加速关断电路工作，实现被驱动的功率开关器件快速关断，使得电路在前几个周期不再失控。

Description

一种磁隔离驱动电路

技术领域

本发明涉及一种功率开关器件的驱动电路，尤其涉及一种功率开关器件的磁隔离驱动电路。

背景技术

功率开关器件在电力电子装置中占据着核心位置，它的可靠工作是整个装置正常运行的基础。功率开关器件的驱动电路是主电路与控制电路之间的接口，是电力电子装置的重要部分。它对整个装置的性能有很大的影响，其作用是将控制电路输出的驱动脉冲信号放大到足以驱动功率开关器件，且进行必要的隔离。简而言之，驱动电路的基本任务就是将控制电路传来的驱动脉冲信号，转换为加在功率开关器件控制端和导通电流流出端之间的可以使其导通和关断的信号。

随着电力电子技术的快速发展，出现了很多新的性能优秀的拓扑，基于拓扑本身的需要或安全方面的考虑，需要将来自控制电路的驱动脉冲信号与功率开关器件进行隔离，因此，各种隔离驱动方案应运而生，其中磁隔离驱动方案具有电路简单、不易损坏、低成本、工作频率高、延时极小等优势，故磁隔离在当今的浮地驱动拓扑中有很高的使用率。

图1-1示出的是2006年10月12日公开的技术，公开号KR10-0820320的韩国专利申请文件中公开了一种双路互补的磁隔离驱动电路，用于单路驱动显然是可以的，这是LG公司的，较好地解决了被驱动的场效应管的快速关断问题，同样适用IGBT的驱动，以变压器T的副边绕组中的上绕组为例，上绕组是驱动上管Q1的，当上绕组感应出上正下负的电压时，上绕组上端的正电压通过二极管D3电联接Q1的栅极，上绕组的下端连接Q1的源极，Q1饱和导通；当上绕组感应出上负下正的电压时，由于D3的存在，这时Q3的基极处于负压，而Q3的发射极因为Q1的输入电容所储存的电荷，仍处于正电压，且在瞬间是和驱动电压相等的，那么Q3饱和导通，把Q1的输入电容所储存的电荷快速泄放至Q1的开启电压以下，D5的存在，是避免上绕组感应出上负下正的电压时，这个电压经过Q3的集电极至Q3的基极，会导致上绕组感应的电压被Q3的集电结短路，无法实现电荷快速泄放的功能，同时使得副边下绕组无法建立正压去驱动Q2。图1-1的技术方案适合原边是图腾柱式的正激驱动，原边激磁电路中一般有隔直电容，以防偏磁导致磁芯饱和。

图1-2示出的是2009年11月13日公开的技术，来自美的公司申请的实用新型专利，中国申请号200920262707.4说明书中的图2，采用的也是磁隔离驱动，该驱动电路与LG公司相比，节约了一只二极管，且采用了NPN型管子，理论上，其副边的电路会比与之配对的PNP型三极管速度更快一些，技术上更先进一些。原边采用一只开关管Q1的单端电路，原边激磁电路中的隔直电容被取消。

图1-3示出的是2011年10月24日公开的技术，来自中兴公司申请的发明专利，且已授权。参见中国申请号201110325112.0说明书中的图13，由于原图的线条细，截图后看不清，图1-3进行了重画，严格遵守原图的连接关系与编号。该磁隔离驱动电路的变压器副边包括二极管D1和电阻R1组成的驱动回路，电阻R3、三极管Q1和二极管D2、分压电阻R2组成的泄放回路，以及二极管D3、分压电阻R4组成的公知的关断回路，事实上，该技术方案已被LG公司在2006年10月12日的KR10-0820320韩国专利公开,包括原边激磁电路中的隔直电容C1，在各种文献中早就成为公知技术，如2009年9月19日申请的中国专利200910041980.9中图2的电容C1。

图1-4示出的是2015年12月1日公开的技术，来自中国申请号201510873552.8说明书中的图3，是申请人的较早前的申请，该磁隔离驱动电路的变压器原边包括RCD去磁电路，副边包括二极管D2、电阻R5、电阻R6、电阻R7和MOS管Q2组成的驱动电路、加速关断电路，该电路使用了P沟道场效应管，事实上是图1-1中PNP型双极性三极管的等同替换，省去的一只二极管，也是因为场效应管的固有特性所决定的，技术进步小，其原边的驱动部分事实已被图1-2在2009年11月13日先前公开。

图1-2和图1-4的原边都使用了单端驱动电路，该驱动电路输出的驱动脉冲信号不受原边占空比大小的影响，但它们有共同的问题，以图1-2为例，在电路上电后的前几个周期，如第一个周期，Q1饱和导通后，变压器T1中出现从1端流向2的激磁电流，同时副边感应出上正下负的电压，即4为正，3为负，通过电阻R4和D2驱动IGBT导通；当Q1关断时，激磁电流无法消失，仍会在T1变压器中，遵循“电感中电流不能突变”这一定律，在线圈内部从黑点端流向无点端，即在原边绕组内部从1端流向2端，副边绕组内部从4端流向3端，我们称为反向电流，那么从外部看，3应该感应出正压，4为负压；同样，原边2感应出正压，1为负压，原边绕组内部电流从1端流向2端，从外部看，这个电流开通了D1，向C2充电，由于电容C2端电压为零，众所周知，电容的端电压不能突变，即在Q1关断时，其导致副边的反向电流几乎为零，3、4感应电压遵循原副边匝比的关系：为D1的压降和C1的端电压之和，再乘以原副边匝比。所以，在3、4感应电压在电路上电后的前几个周期，感应电压极低，无法驱动Q2正常工作，也可以这样理解，由于原副边之间存在漏感，1端流向2端的激磁电流在Q1关断瞬间，经过D1被端电压很低的C2吸收，出现在副边的续流电流几乎为零，无法驱动Q2正常工作。即在电路上电后的前几个周期无法驱动负责快速关断的Q2工作，即电路在前几个周期是失控的，实际电路中，原边的R3、D1、C2组成RCD吸收回路，通常C2的容量并不低，实测上电后，开始的近20个周期都无法正常工作，引发后续的IGBT1关断不及时，由于存在D2，IGBT1的输入电容所储存的电荷没有途径泄放，IGBT1一直处于饱和导通状态，会导致电路炸机，损失巨大。上电时因C2端电压不能突变引发电路工作不正常，是发明人首先发现了根因，继而给出本申请的解决方案。

另外，上述电路中，图1-1和图1-3以及图1-4的副边技术方案是相同的，包括图1-2的副边技术方案，副边的技术方案统称为加速关断电路，它是通过加速电路配合一只开关管工作的，这类磁隔离驱动电路实现了低功耗，但是，当来自控制电路的正驱动脉冲信号关闭时，负脉冲到来时，图1-1中三极管Q3将导通，图1-2中三极管Q2将导通，图1-3中三极管Q1将导通，而图1-4中场效应管Q2将延时较久才导通，延时较久是以一个工作周期作为参照的，这是由于Q2的输入电容所决定的。以下仅以图1-3的Q1为例，方便说明。Q1导通后，使得被驱动的MOS管的栅极和源极、漏极为主的寄生电容C_iss中储存的能量通过泄放回路进行释放，寄生电容C_iss又叫输入电容，能量释放至该MOS管的开启电压以下，MOS管才视为关断，当下一个周期的正驱动脉冲信号来临时，三极管Q1退出饱和导通状态存在延时，由于三极管存在一个存储时间(storage time)，即三极管基极接收到关断信号，而集电极电流要延时才能下降直到关断，这是公知技术，在中国申请号为201110436359.X的0010段倒数第4行，也有陈述。双极性晶体管Q1的延时关断导致被驱动的MOS管开通不及时，这是这类电路的重要不足。而图1-4的技术方案，当下一个周期的正驱动脉冲信号来临时，P沟道场效应管Q2的输入电容要通过R5先泄放才能退出饱和区，Q2退出饱和区后，C、D端所连接的MOS管或IGBT才会导通，这期间，因D2的压降小，Ns1感应电压经过D2和R6以及R7被短路，能量消耗较大。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种磁隔离驱动电路，原边的驱动为单端驱动，不仅确保其在前几个周期可靠工作，进一步地实现被驱动的功率开关器件加速关断。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种磁隔离驱动电路，其特征在于：包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S，以及位于副边的第一加速关断电路，第一加速关断电路至少包括一只开关管Q11；

第一输入端Si1用于连接外接电压源Vs的正极，第二输入端Si2用于连接电压源Vs的负极，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极与二极管D10的阴极电联接，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；

开关管Q11的控制端与副边绕组N_S的一端电联接，开关管Q11的另外两端分别电联接第一输出端So1和第二输出端So2。

作为第一加速关断电路的第一种具体的实施方式，其特征在于：还包括二极管D11、二极管D12、电阻R11和电阻R12；副边绕组N_S一端连接二极管D11的阳极，二极管D11的阴极经电阻R11后连接第一输出端So1，副边绕组N_S另一端同时连接二极管D12的阴极和第二输出端So2，三极管Q11的基极电联接副边绕组N_S的一端，三极管Q11的发射极经电阻R12后连接第一输出端So1，三极管Q11的集电极连接二极管D12的阳极。

作为第一加速关断电路的第二种具体的实施方式，其特征在于：还包括二极管D11、电阻R11和电阻R12；副边绕组N_S一端经电阻R11后同时连接第一输出端So1和三极管Q11的集电极，副边绕组N_S另一端经电阻R12后连接三极管Q11的基极，二极管D11的阳极同时连接第二输出端So2和三极管Q11的发射极，二极管D11的阴极连接副边绕组N_S另一端。

作为第一加速关断电路的第三种具体的实施方式，其特征在于：还包括二极管D11、二极管D12、二极管D13、电阻R11和电容C11；二极管D11的阳极连接副边绕组N_S的一端，二极管D11的阴极连接第一输出端So1，副边绕组N_S1的另一端连接第二输出端So2，电阻R11和电容C11串联后一端连接于二极管D11的阳极，另一端和三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阳极与三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阴极连接第一输出端So1，三极管Q11的发射极与第一输出端So1电联接，三极管Q11的集电极连接二极管D13的阳极，二极管D13的阴极连接第二输出端So2。

作为第一加速关断电路的第四种具体的实施方式，其特征在于：还包括二极管D11、二极管D12、电阻R11、电阻R12和电容C11；副边绕组N_S的一端经电阻R11后同时连接三极管Q11的集电极和第一输出端So1，电阻R12和电容C11串联后连接于副边绕组N_S的另一端和三极管Q11的基极之间，三极管Q11的发射极同时连接二极管D11的阳极、二极管D12的阳极和第二输出端So2，二极管D11的阴极连接副边绕组N_S的另一端，二极管D12的阴极连接三极管Q11的基极。

对于双路输出驱动两只功率开关器件的应用场合，其特征在于：还包括第三输出端So3、第四输出端So4、副边绕组N_T，以及位于副边的第二加速关断电路，第二加速关断电路与第一加速关断电路相同，但同名端相反。

针对本申请涉及的技术术语，本申请和现有技术可能有多种命名，以下各条中的技术术语表示的含义相同，各条中所罗列内容并未穷尽：

(1)功率开关器件、开关器件、功率开关管、功率管、开关管；被驱动的功率开关器件就是指所述的磁隔离驱动电路要去驱动的功率开关器件；

(2)正驱动脉冲信号、高电平驱动脉冲信号、高电平。

本发明要求加速关断电路至少包括一只开关管Q11，其作用为：在副边被驱动的功率开关器件需要被关断时，开关管Q11通过加速电路导通，从而能快速泄放掉副边被驱动的功率开关器件输入电容所储存的电荷，使得被驱动的功率开关器件快速关断，工作原理将结合具体实施例进行详细分析，在此不赘述。

本发明的磁隔离驱动电路的有益效果为：

在电路的前几个周期，原边MOS管关断时，变压器原边电压被TVS钳位至设定值，副边可以产生足够大的感应电压与反向电流，驱动副边的加速关断电路工作，实现被驱动的功率开关器件快速关断，使得电路在前几个周期不再失控。

附图说明

图1-1为现有韩国LG公司的KR10-0820320专利提供的磁隔离驱动电路图；

图1-2为现有美的公司的200920262707.4专利提供的磁隔离驱动电路图；

图1-3为现有中兴公司的201110325112.0专利提供的磁隔离驱动电路图；

图1-4为本申请人的201510873552.8专利申请提供的磁隔离驱动电路图；

图2为本发明第一实施例磁隔离驱动电路原理图；

图3为本发明第二实施例磁隔离驱动电路原理图；

图4为本发明第三实施例磁隔离驱动电路原理图；

图5为本发明第四实施例磁隔离驱动电路原理图；

图6为本发明第五实施例磁隔离驱动电路原理图。

具体实施方式

为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明，下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。

第一实施例

请参阅图2，图2为本发明第一实施例磁隔离驱动电路原理图。

本实施例的磁隔离驱动电路包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S、二极管D11、二极管D12、电阻R11、电阻R12和三极管Q11；

TVS二极管为瞬态抑制二极管TVS，英文为Transient Voltage Suppressor，本质上为瞬间承受功率大的稳压二极管，因为，本申请的技术方案中，使用稳压管同样实现发明目的，即本申请中，TVS二极管包括了稳压二极管，也包括把三极管中发射结或集电结反过来当稳压二极管的这类“稳压二极管”，还包括随着技术的发展，未来出现的其它实现相同功能的新元器件。

原边电路的工作电压为电压源Vs，电压源Vs的正极连接第一输入端Si1，电压源Vs的负极连接第二输入端Si2，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极连接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极电联接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；副边绕组N_S一端连接二极管D11的阳极，二极管D11的阴极经电阻R11后连接第一输出端So1，副边绕组N_S另一端同时连接二极管D12的阴极和第二输出端So2，三极管Q11的基极电联接副边绕组N_S的一端，三极管Q11的发射极经电阻R12后连接第一输出端So1，三极管Q11的集电极连接二极管D12的阳极。

为了方便分析工作原理，假设本实施例驱动的功率开关器件为MOS管，IGBT的本质是MOS管与高耐压双极性晶体管(Bipolar Junction Transistor)复合而成，本质上被直接驱动的仍是MOS管，第一输出端So1连接的是MOS管的栅极，第二输出端So2连接的是MOS管的源极，该MOS管就是被驱动的功率开关器件，并且在图2中原边绕组N_P和副边绕组N_S标上表示同名端的黑点，其它实施例及其附图相同，将不再重复说明。需要说明的是，本实施例副边绕组N_S的同名端同时在上面和同时在下面是等效的。

本实施例的加速电路由二极管D11、二极管D12、电阻R11和电阻R12组成，加速电路配合三极管Q11组成加速关断电路，位于变压器B的副边，与图1-1的加速关断电路相同，该加速关断电路的工作原理在背景技术已简要分析，此处结合原边电路对本实施例图2的工作原理进行详细分析如下：

当开关管Q10的栅极输入的为高电平，开关管Q10导通，通过变压器B，副边绕组N_S感应电压为上正下负，二极管D11导通，在第一输出端So1和第二输出端So2之间产生驱动信号，用于驱动MOS管,由于MOS管的输入电容较大，在上升沿中容易产生振铃，D11还有消除振铃的作用,必要时在D11前面或后面串联电阻，起到阻尼作用，这里姑且称为阻尼电阻，本实施例的电阻R11即为阻尼电阻，阻尼电阻与MOS管的输入电容形成一个RC充电网络，调节阻尼电阻的阻值，可以获得MOS管较好的开通时间，开通时，其漏极电压下降，下降沿较缓时，可以获得良好的电磁兼容性。

当开关管Q10的栅极输入为低电平时，开关管Q10关断，原边绕组N_P内部激磁电流无法消失，仍会在变压器B中，遵循“电感中电流不能突变”这一定律，在线圈内部从黑点端流向无点端，即在原边绕组N_P内部从上端流向下端，副边绕组N_S内部从上端流向下端，我们称为反向电流，原边绕组N_P内部电流从上端流向下端，从外部看，这个电流开通了D1，并击穿TVS二极管，在TVS二极管产生固定的压降，俗称为钳位电压，同时副边绕组N_S感应电压为：D10的压降和TVS二极管的钳位电压之和，再乘以原副边匝比，这个电压是一个固定的值，使得副边绕组N_S产生的感应电压足以开通三极管Q11，Q11的输入阻抗为放大倍数乘以R12的阻值，从而可以实现电路上电后的前几个周期就能正常工作，加速关断电路的工作原理如下。

当副边绕组N_S的感应电压为上负下正时，二极管D11截止，MOS管的栅极和漏极之间的寄生电容C_iss,即输入电容所储存的电荷无法通过D11向副边绕组N_S泄放，输入电容两端的电压为第一输出端So1为正，第二输出端So2为负，为了分析方便，设So2为地，那么这时的电流方向是：So1经电阻R12、Q11的发射极、Q11的基极，到达N_S的上端，N_S的上端为负压，N_S的下端为相对正压，已接地，这时，Q11因为有足够大的基极电流，处于放大状态，合理地设计参数，Q11可以工作在接近饱和状态，那么，输入电容所储存的电荷除了上述的电流途径泄放，大部份经过Q11发射极，至Q11集电极，再经过正向导通的D12，至地。D12的存在，同样是为了避免原边绕组N_S感应出上负下正的电压时，这个电压经过Q11的集电极至Q11的基极，会导致原边绕组N_S感应的电压被Q11的集电结短路，无法实现电荷快速泄放的功能。设Q11饱和压降为0.3V，D12的导通压降为0.7V，如果R12阻值合适，其两端的压降和Q11饱和压降和D12导通压降之和，要小于被驱动的MOS管的开启电压，即V_GS，那么，第一输出端So1的正电压被放至开启电压以下，被驱动的MOS管截止。

背景技术已分析，本驱动电路因为三极管Q11的延时关断导致被驱动的MOS管开通不及时，这是这类电路的重要不足，本发明第三实施例可以解决该不足。

需要说明的是，电联接代表的含义除了直接联接，还包括间接连接(即两个电联接对象之间还可以连接其它的元器件)，并且包括通过感应耦合等方式联接。对于本领域的技术人员而言，还容易想到如下等同变换：

(1)将增加输入阻抗、限流的电阻R12移到三极管的基极，或者在三极管Q11的基极也增加一只限流电阻；

(2)在TVS二极管和二极管D10之间或这条电流线路中，串联一只低阻值的电阻，或者串联一只小感量(所串电感的感量为原边绕组N_P的1％以下)的电感，此等同变换在其它实施例也可应用，将不再重复说明。

第二实施例

请参阅图3，图3为本发明第二实施例磁隔离驱动电路原理图。

本实施例的磁隔离驱动电路包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S、二极管D11、电阻R11、电阻R12和三极管Q11；

外部电压源Vs的正极连接第一输入端Si1，电压源Vs的负极连接第二输入端Si2，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极连接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；副边绕组N_S一端经电阻R11后同时连接第一输出端So1和三极管Q11的集电极，副边绕组N_S另一端经电阻R12后连接三极管Q11的基极，二极管D11的阳极同时连接第二输出端So2和三极管Q11的发射极，二极管D11的阴极连接副边绕组N_S另一端。

本实施例原边与第一实施例相同，原理也相同。与第一实施例不同之处在于，加速电路由二极管D11、电阻R11和电阻R12组成，加速电路配合三极管Q11组成加速关断电路，位于变压器B的副边，与图1-2的加速关断电路相同，工作原理如下：

当开关管Q10的栅极输入的为高电平，开关管Q10导通，本实施例的D11对应第一实施例的D11、本实施例的R11对应第一实施例的R11，此时的工作原理与第一实施例相同，在此不赘述。

当开关管Q10的栅极输入为低电平时，开关管Q10关断，此时本实施例与第一实施例工作原理不同之处在于三极管Q11的基极驱动电流流动的路径不同，为了分析方便，设So1为地，R11中的电流此刻为零，R11的阻值也较小，那么R11左端子也为虚地，同时，副边绕组N_S感应电压设为±15V，那么这时的电流方向是：副边绕组N_S下端为+15V，经R12至Q11基极，到达Q11发射极，Q11发射极连接So2，由于So1已作为地，那么，So2呈现-15V的电压，这个电压由MOS管的输入电容所储存电荷维持。这时，Q11因为有足够大的基极电流，处于放大状态，合理地设计参数，Q11可以工作在接近饱和状态，那么，输入电容所储存的电荷除了上述的电流途径所消耗，大部份经过Q11集电极，至Q11发射极，至So2端。

设Q11饱和压降为0.3V，那么，第二输出端So2的负电压被放电至-0.3V左右，为Q11饱和压降，被驱动的MOS管的开启电压一般高于1V，在这个0.3V电压下，MOS管截止。

本驱动电路同样因为三极管Q11的延时关断导致被驱动的MOS管开通不及时，这是这类电路的重要不足，本发明第四实施例可以解决该不足。

电联接代表的含义除了直接联接，还包括间接连接(即两个电联接对象之间还可以连接其它的元器件)，并且包括通过感应耦合等方式联接。对于本领域的技术人员而言，还容易想到在三极管Q11的集电极或者发射极择一或者各增加一只限流电阻，在此不赘述。

第三实施例

请参阅图4，图4为本发明第三实施例磁隔离驱动电路原理图。

本实施例的磁隔离驱动电路包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S、二极管D11、二极管D12、二极管D13、电阻R11、电容C11和三极管Q11；

外接电压源Vs的正极连接第一输入端Si1，电压源Vs的负极连接第二输入端Si2，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极连接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；二极管D11的阳极连接副边绕组N_S的一端，二极管D11的阴极连接第一输出端So1，副边绕组N_S的另一端连接第二输出端So2，电阻R11和电容C11串联后一端连接于二极管D11的阳极，另一端和三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阳极与三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阴极连接第一输出端So1，三极管Q11的发射极与第一输出端So1电联接，三极管Q11的集电极连接二极管D13的阳极，二极管D13的阴极连接第二输出端So2。

本实施例的加速电路由二极管D11、二极管D12、二极管D13、电阻R11和电容C11组成，加速电路配合三极管Q11组成加速关断电路，位于变压器B的副边。

本实施例为第一实施例的改进，原边与第一实施例相同，原理也相同。能解决第一实施例因三极管Q11的延时关断导致被驱动的MOS管开通不及时导致下一个周期MOS管不能快速启动的技术问题，工作原理不同之处在于：

二极管D11截止时，MOS管的栅极和漏极之间的寄生电容C_iss,即输入电容所储存的电荷的泄放路径中增加了电阻R11和电容C11，第一输出端So1的正电压经过Q11的发射结，电容C11、R11回到N_S的上端负压,形成电容C11的充电路径，C11的端电压上升至与充电源(即第一输出端So1的正电压到N_S的上端负压之和)接近相等时，对C11的充电消失，Q11的基极电流为零，Q11退出放大状态，处于截止状态。这样，当下一个周期的正驱动脉冲信号来临时，Q11已提前退出放大状态，正驱动脉冲信号经过D11后正常驱动MOS管。

电容C11的放电路径为，正驱动脉冲信号来临时，D11相当于一个恒压源，导通电压可能为0.15V至1.1V，取决于D11的型号，那么电容C11的端电压，左负、右正通过D12,以及R11同样对MOS管产生驱动，同时，C11的端电压放至0V左右。以便下一个负脉冲信号时的充电。

调节电容C11的容值和电阻R11的阻值，能实现电容C11充电在MOS管的输入电容放电后完成，从而实现了下一个周期能快速开通被驱动的MOS管。很显然，在Q11的基极至发射极并联一只电阻，可以让Q11的关断来得更利落。

第四实施例

请参阅图5，图5为本发明第四实施例磁隔离驱动电路原理图。

本实施例的磁隔离驱动电路包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、电压源Vs、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S、二极管D11、二极管D12、电阻R11、电阻R12、电容C11和三极管Q11；

电压源Vs的正极连接第一输入端Si1，电压源Vs的负极连接第二输入端Si2，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极连接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；副边绕组N_S的一端经电阻R11同时连接三极管Q11的集电极和第一输出端So1，电阻R12和电容C11串联后连接于副边绕组N_S的另一端和三极管Q11的基极之间，三极管Q11的发射极同时连接二极管D11的阳极、二极管D12的阳极和第二输出端So2，二极管D11的阴极连接副边绕组N_S的另一端，二极管D12的阴极连接三极管Q11的基极。

本实施例的加速电路由二极管D11、二极管D12、电阻R11、电阻R12和电容C11组成，加速电路配合三极管Q11组成加速关断电路，位于变压器B的副边。

本实施例为第一实施例的改进，能解决第一实施例因三极管Q11的延时关断导致被驱动的MOS管开通不及时导致下一个周期MOS管不能快速启动的技术问题，工作原理不同之处在于：

二极管D11截止时，MOS管的栅极和漏极之间的寄生电容C_iss,即输入电容所储存的电荷的泄放路径中增加了电阻R12和电容C11，副边绕组N_S下端正压经R12、C11至Q11基极、Q11发射极到达第二输出端So2，形成电容C11的充电路径，C11的端电压上升至与充电源(即副边绕组N_S下端正压到第二输出端So2负压之和)接近相等时，对C11的充电消失，Q11的基极电流为零，Q11退出放大状态，处于截止状态。这样，当下一个周期的正驱动脉冲信号来临时，Q11已提前退出放大状态，正驱动脉冲信号经过D11后正常驱动MOS管。

电容C11的放电路径为，正驱动脉冲信号来临时，D11相当于一个恒压源，导通电压为0.15V至1.1V，那么电容C11的端电压，左正、右负通过D12,以及R11、R12同样对MOS产生驱动，同时，C11的端电压放至0V左右，以便下一个负脉冲信号时的充电。

调节电容C11的容值和电阻R12的阻值，能实现电容C11充电在MOS管的输入电容放电后完成，从而实现了下一个周期能快速开通被驱动的MOS管。很显然，在Q11的基极至发射极并联一只电阻，可以让Q11的关断来得更利落。

第五实施例

图6为本发明第五实施例，本实施例提供的为一种互补的磁隔离驱动电路，能够提供两路互补的驱动信号，且占空比不受限制。

本实施例在第五实施例的基础上还包括：第三输出端So3、第四输出端So4、副边绕组N_T、二极管D21、二极管D22、二极管D23、电阻R21、电容C21和三极管Q21；

二极管D21的阳极连接副边绕组N_T的一端，二极管D21的阴极连接第三输出端So3，副边绕组N_T的另一端连接第四输出端So4，电阻R21和电容C21串联后一端连接于二极管D21的阳极，另一端和三极管Q21的基极电联接，二极管D22的阳极与三极管Q21的基极电联接，二极管D22的阴极连接第三输出端So3，三极管Q21的发射极与第三输出端So3电联接，三极管Q21的集电极连接二极管D23的阳极，二极管D23的阴极连接第四输出端So4；

副边绕组N_S的一端为同名端，副边绕组N_T的另一端为同名端。

本实施例包括第一加速关断电路和第二加速关断电路，两个加速关断电路和第三实施例电路相同，只是为了区分，第二加速关断电路的附图标记有所不同，由于副边绕组N_S和副边绕组N_T同名端的位置设计相反，使得第一输入端Si1和第二输入端Si2、第三输出端So3和第四输出端So4输出的驱动信号互补，能够解决图现有技术的磁隔离驱动电路因工作环境差而导致的异常动作。

需要说明的是，本实施例采用其它实施例的加速关断电路也可以设计为双路互补的磁隔离驱动方式，第一加速关断电路与第二加速关断电路相同，同名端相反即可。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，如将图4的电阻R11和电容C11的位置交换、将图5的电阻R12和电容C11的位置交换、将图6的电阻R21和电容C21的位置交换、将图2至图6的三极管Q11替换为MOS管，以及将图6的三极管Q21替换为MOS管等，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。另外，专利中涉及到的所有“电联接”和“连接”关系，均并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加联接辅件，来组成更优的联接结构，本发明中明确用“电联接”的地方只是为了强调此含义，但并不排除用“连接”的地方也具备这样的含义。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

Claims (3)

1.一种磁隔离驱动电路，其特征在于：包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S，以及位于副边的第一加速关断电路，第一加速关断电路至少包括一只开关管Q11；

第一输入端Si1用于连接外接电压源Vs的正极，第二输入端Si2用于连接电压源Vs的负极，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极与二极管D10的阴极电联接，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；

开关管Q11的控制端与副边绕组N_S的一端电联接，开关管Q11的另外两端分别电联接第一输出端So1和第二输出端So2；

第一加速关断电路还包括二极管D11、二极管D12、二极管D13、电阻R11和电容C11；二极管D11的阳极连接副边绕组N_S的一端，二极管D11的阴极连接第一输出端So1，副边绕组N_S的另一端连接第二输出端So2，电阻R11和电容C11串联后一端连接于二极管D11的阳极，另一端和三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阳极与三极管Q11的基极电联接，二极管D12的阴极连接第一输出端So1，三极管Q11的发射极与第一输出端So1电联接，三极管Q11的集电极连接二极管D13的阳极，二极管D13的阴极连接第二输出端So2。

2.一种磁隔离驱动电路，其特征在于：包括第一输入端Si1、第二输入端Si2、第一输出端So1、第二输出端So2、开关管Q10、二极管D10、TVS二极管、变压器B、原边绕组N_P、副边绕组N_S，以及位于副边的第一加速关断电路，第一加速关断电路至少包括一只开关管Q11；

第一输入端Si1用于连接外接电压源Vs的正极，第二输入端Si2用于连接电压源Vs的负极，TVS二极管的阳极连接第一输入端Si1，TVS二极管的阴极与二极管D10的阴极电联接，二极管D10的阳极连接开关管Q10的漏极，开关管Q10的源极连接第二输入端Si2，原边绕组N_P的两端分别连接第一输入端Si1和开关管Q10的漏极；

开关管Q11的控制端与副边绕组N_S的一端电联接，开关管Q11的另外两端分别电联接第一输出端So1和第二输出端So2；

第一加速关断电路还包括二极管D11、二极管D12、电阻R11、电阻R12和电容C11；副边绕组N_S的一端经电阻R11后同时连接三极管Q11的集电极和第一输出端So1，电阻R12和电容C11串联后连接于副边绕组N_S的另一端和三极管Q11的基极之间，三极管Q11的发射极同时连接二极管D11的阳极、二极管D12的阳极和第二输出端So2，二极管D11的阴极连接副边绕组N_S的另一端，二极管D12的阴极连接三极管Q11的基极。

3.根据权利要求1至2任一项所述的磁隔离驱动电路，其特征在于：还包括第三输出端So3、第四输出端So4、副边绕组N_T，以及位于副边的第二加速关断电路，第二加速关断电路与第一加速关断电路相同，但同名端相反。

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