CN1096913A - 高效的幅度/相位调制放大器 - Google Patents

Abstract

高效幅度/相位放大器电路(100)包括第一和 第二高效放大器(102、106)用以放大两个幅度/相 位调制信号。组合器(104)组合这两放大器输出信 号产生一个组合信号加给负载。两个旁路元件 (202、204)用以防止组合信号的电抗分量不致到达 放大器(102、104)。因无被反射回来的电抗分量，故 两放大器可以是非线性的，即便它们放大幅度/相位 调制信号，其中含有幅度调制分量，它们也能工作于 非线性状态。

Description

本发明涉及调制器，具体地涉及正交幅度调制器。

幅度/相位调制诸如正交幅度调制（QAM），组合了幅度和相位调制，以在一个组定的频谱带宽（亦即单独应用相位调制或幅度调制时得到的带宽）内给出较高的信息通过能力。然而，这频谱效率是通过损失功率效率而获得的。虽然QAM信号中的相位调制利用高的直流/射频功率效率，但QAM信号的功率却受限于幅度调制放大器的功率效率。众所周知，幅度调制要求应用线性功率放大器系统，以保住载波包络中的调制信息。而线性放大器的效率低是人所共知的。例如，一个单端线性功率放大器（AB类，亦即甲乙类）的最大效率为峰值功率的37%。当输出功率电平减小且平均效率低于峰值功率效率时，上述效率还要降低。可以看出，尽管QAM信号在频谱效率上有所改善，但它们在调幅系统中的线性功率放大器效率上仍有限制。因此，人们意识到，非常需要一种高效的QAM系统，克服幅度调制线性放大器效率低的缺点。

简言之，按照本发明在这里公开一种高效的幅度/相位调制放大器电路。该放大器电路包括第一和第二放大器，用以放大第一和第二相位调制信号分别产生第一和第二放大信号。一个组合器，用以组合第一和第二放大信号，以产生一个放大的幅度/相位调制信号。阻止放大信号中的电抗分量不致加载到第一和第二放大器上，因而使该电路效率提高了。

图1示出本发明的放大器电路的方框图。

图2示出本发明的组合器的元件方框图。

图3示出本发明的如图1所示的放大器负载变化的曲线图。

图4示出本发明的放大器效率特性曲线的模拟图。

图5示出本发明的一个通信装置的电路方框图。

参看图1，该图示出本发明的放大器电路100的方框图。放大器电路100包括放大器102和106。这两个放大器可以是任一种公知的恒定输出的高效的放大器，诸如C类或E类放大器。放大器102的输入110是：

V₁＝A（t）（cos（wt+Q₁（t）））

放大器106的输入112是：

V₂＝A（t）（cos（wt+Q₂（t）））

可以看出，这两个输入扔相同的幅度A（t）和不同的时间变化的相位Q₁（t）与Q₂（t）。这两个相位分量的每一个都携载着有用信息。然而，幅度A（t）不携载任何信息。由于放大器102和106的输入信号幅度中没运载信息，所以它们确实可以采用恒定输出的高效放大器。放大器102和106输端上已放大的信号耦合到组合器104。然后，组合器104的输出耦合到负载108上。在优选实施例中，组合器104是一个传输线阻抗变换器，而负载108是一付天线。组合器104可以是一个加法器，将放大器102和106的两个输出信号相加，以成一个幅度/相位已调信号。在优选实施例中，所产生的信号是一个QAM信号。可以理解到，类似的电路也可以用来产生单边带（SSB）信号或高效的幅度调制（AM）信号。

图2示出本发明的组合器104的元件方框图。两个输入端上分别跨接有电抗元件202和204。两个阻抗变换器206和208分别将这两个输入耦合到隔离器（isolator）210的输入端。如图所示，隔离器210的输出耦合到负载108上。本技术领域内的人员都知道，诸如天线之类的负载，尽管在其它方面是理想的，但其阻抗在一定程度上有变化。负载108的易变性由隔离器210来解决。隔离器210调整负载108的某种变化，而不允许这种变化对放大器100的工作有坏的影响。换言之，隔离器210调整负载108使它对阻抗变换器206和208呈现为固定值。隔离器210提供本发明的隔离措施，它也可以是任一种公知的不可逆阻抗变换器，诸如环行器。

应该注意到，虽然负载108对阻抗变换器206和208呈现为恒定值，但人们希望它对放大器102和106输出端呈现变量。组合器104对放大器102和106输出端上两信号的相位关系进行组合，提供一个可变阻抗，呈现在放大器102和106的输出端上。

如上所述，由于信号110和112的幅度A（t）并不携带任何信息，所以放大器102和106可以是非线性高效率型放大器。在优选实施例中，采用了两个高效率′E类放大器。

组合器104的输出为：

A（t）（cos（wt+θ₁（t）））+A（t）（cos（wt+θ₂（t）））

应用三角恒等式和下面的关系式来替换Q₁（t）和Q₂（t），可得到如下结果;

2A（t）cosφ（t）（cos（ωt+θ（t）））

式中，

θ₁（t）＝θ（t）-φ（t）

θ₂（t）＝θ（t）+φ（t）

为了便于计算，假定

2A（t）cosφ（t）＝B（t）    （1）

请注意B（t）和Q（t）是输出信号的幅度调制和相位调制。现在，将两个被组合的信号源A（t）的幅度设定为在时间上恒定的值A。于是，对于组合的固定幅度信号而言，输出信号是幅度调制的，并带有相位调制+φ（t）和-φ（t）。此外，借助于在所需的Q（t）调制上加上一个偏移（off    setting）相位调制φ（t），输出信号便可以有所希望的相位调制和幅度调制。其结果是，在将两个幅度恒定的只有相位调制的信号组合后，产生出一个幅度/相位调制信号。

对于负载R₀和所需的相位调制Q（t）来说，图2中的电流i₁和i₂可表示成笛卡儿坐标形式：

根据所需的输出电压B（t）可计算阻抗Z₁和Z₂为下式表示：

$Z_1=\frac{\mathrm{B(t\; )}}{i_1}\frac{{\mathrm{2R}}_0\mathrm{B(t)}}{{\mathrm{B(t)}}_{\mathrm{m\; a\; x}}}\mathrm{［cos\; \phi \; (\; t\; )+j\; s\; i\; n\; \phi \; (\; t\; )\; ］}$

$Z_2=\frac{\mathrm{B(t\; )}}{i_2}\frac{{\mathrm{2R}}_0\mathrm{B(\; t\; )}}{{\mathrm{B(t)}}_{\mathrm{m\; a\; x}}}\mathrm{［c\; o\; s\; \phi (\; t\; )+j\; s\; i\; n\; \phi \; (\; t\; )\; ］}$

由1/4波长传输线206和208的特性阻抗和随着的180°相移关系，使阻抗抗Z₁和Z₂和生变换。

式中，Z₀是传输线阻抗变换器206和208的特性阻抗。应用此关系式和由式（1）导得的B（t）_max＝2A（t），并加以归一化，可得到下式：

Y_L2＝（2R₀/Z² ₀）（Vr（Vr-jsin（acos（Vr））））＝G_L+jB_L（3）

$V_r=\frac{\mathrm{B(t)}}{{\mathrm{B(t)}}_{\mathrm{m\; a\; x}}}$

图3示出归一化幅值时上述函数的曲线402，以及实部和虚部值的各自曲线404和400。应用由式（1）可导得的B（t）_max＝2A（t），上列式子可以用所需输出电压V_r或相位偏移φ（t）的比例来表示。

$Y_{\mathrm{L1}}=\frac{{\mathrm{2R}}_0}{Z^2{}_0}\mathrm{［cos\; \phi \; (\; t\; )\; (cos\; \phi \; (\; t\; )\; -jsin\; \phi \; (t))\; ］}$

应用此式和期望的输出功率范围，可确定出一个旁路电抗值，以补偿加回到功率放大器的组合电抗量。图3示出组合的相位偏移信号的结果，使相加的电抗X_L＝1/B_L可抵消原电抗。这个电抗可以是对期望的输出功率运行范围来说为一个最佳化的固定值，或者是对相位偏移函数来说为一个变量。

两个旁元件202和204停止该组合信号在电抗分量上的反射，亦即停止反射回到放大器102和106。换言之，旁路元件202和204停止因两个放大的信号不以0°或180°的相位偏移相组合时而产生的在电抗分量中的功耗;在该电抗分量中最小的功耗导致电路100能以高效工作。可以理解，这两个旁路元件202和204可采用几种布局法中的任一种。有这样一种布局是在传输线阻抗变换器206和208的两输入端之间设置一个元件。虽然，这两旁路元件202和204使得在一个特定的功率电平上组合的输出信号有最佳效率，但可以理解，为在各种输出功率电平上都提供最佳化的效率，旁路元件202和204的值作为相位偏移的函数而是变化的。应用图3所示的归一化曲线图，人们可以确定在不同的功率电    上旁路元件202和204的值。

现在，为了求出Pout/pout max的值，我们必须得本知V_LX或I_LX，并对于所考虑的给定的放大器类级以Z_LX来处理它们。

已知：

$P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t}}=\frac{V^2{}_{\mathrm{L\; X}}}{Z_{\mathrm{L\; X}}}{\mathrm{=\; i}}^2{}_{\mathrm{L\; X}}Z{}_{\mathrm{L\; X}}$ (4)

应用阻抗变换器关系式，并假定元件无损耗，可得到

Z² ₀＝Z_xZ_LXand Z_X/Z_LX＝V² _X/V² _LX

且

V_LX＝（Y_LXZ_o）（B（t）） （5）

将式（2）、（4）、（5）代入式（3），得到

P_output＝[Y_LXZ_oB（t）/2]²[Y_LX]＝Y³ _LXZ² _OB（t）²

对此求解P_{out max}，或得出下式

$P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t}}=\frac{{\mathrm{B(\; t\; )}}^2{}_{\mathrm{m\; a\; x}}}{R_0}$

$\frac{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t}}}{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; M\; a\; x}}}\mathrm{=\; ［}\frac{{\mathrm{B\; (\; t\; )}}^2}{{\mathrm{B\; (\; t\; )}}^2\mathrm{M\; a\; x}}{\mathrm{］［Y}}^3{}_{\mathrm{L\; X}}R{}_{0}Z{}^2{}_0］$

$\frac{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t}}}{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; M\; a\; x}}}{\mathrm{=\; ［cos}}^2\mathrm{\phi \; (\; t\; )\; ］［Y}{}^3{}_{\mathrm{L\; X}}R{}_{0}Z{}^2{}_0］$

如果电抗元件202和204的电抗为无限大或即电纳为零〔I_m（Y_｛LX）＝B_LX＝0〕，则上式简化为

$\frac{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t}}}{P_{\mathrm{o\; u\; t\; p\; u\; t\; M\; a\; x}}}{\mathrm{=R}}_{0}Z{}^2{}_0\mathrm{［cos\; \phi (\; t\; )\; ］}{}^5\mathrm{［c\; o\; s\; \phi \; (\; t\; )\; -j\; s\; i\; n\; \phi \; (\; t\; )\; ］}{}^3$

这些结果表明，放大器100的输出由两个成分组成：有功功率传送至负载108电阻上，无功功率是放大器相位偏移的一个函数。如果不应用电抗元件202和204进行旁路，这个无功功率会使效率下降。采用两个电抗元件202和204进行旁路后，使放大器100的效率得到很大提高。

当某种类级的放大器（例如AB类放大器）用以作放为大器102和106时，特别能够充分利用组合器104的特性。事实上，对这些类级的放大器来说，可认为组合器104使负载108对放大器102和106是可变的。换言这，负载对放大器102和106源电流通过组合器104连续改变，而负载特性的变动使放大器102和106以最大效率工作在它们的峰值功率状态下。

图4示出具的归一化旁路电抗B_L＝0.08Ω时E类功率放大器集电极调制的曲线502。图4还示出曲线504、506、508和510。曲线504示出没有旁路元件时E类功率放大器的集电极调制特性。曲线506、508和510分别示出线性的B类、AB类和A类功率放大器的调制特性。对于线性放大器，其效率与输出的功率电平成正比，所以，平均效率与平均输出功率电平时的效率相对应。对于非线性的相位组合，E类功率放大器的功率输出与效率间并不成比例关系。这意味着，就E类功率放大器而言，平均效率取决于所作用的输出功率电平分布函数，而不是输出功率电平效率曲线。结果得到的是一个平均效率，它不同于平均功率电平效率。可以看出，具有旁路元件的E类放大器的效率远比没有旁路元件的E类放大器的效率高。

总之，将两个相位调制信号放大并组合，以形成一个QAM信号。将放大作用移往前端，并将一部分调制移至后面，可实现一个幅度调制信号高效地放大。正如幅度调制信号所要求的那样，放大器102和106不必须是低效率的线性放大器。实质上，在放大器链中，两个调制步骤是两个各别的点上做到的。信息一开始放置在两个各别信号的相位中，允许它们的非线性放大。在放大之后，再组合两个信号，形成一个QAM信号。事实上，这种技术允许应用高效的非线性放大器来放大幅度调制信号。

不同于现在的幅度/相位调制放大器，本发明的信号并非产生后再放大。那样的方法会使放大器的效率限制在线性放大器的效率值上。本发明允许应用高效的放大器来放大固定幅度的信号。然后，利用一个组合器组合放大信号。该组合器可使包含在一个信号的相位中的信息转移到幅度上，从而产生出一个高效的幅度/相位调制信号。可以看到，幅度/相位调制放大器的工作不再必须依赖于低效的幅度调制放大器了。

参看图5，该图示出本发明的一个通信装置300的电路方框图。应该理解，只有那些为叙述本发明的原理所必需的部件才示明在这里。通信装置300最好是一部发射机，用来发送QAM信号。调制器310从旖筒308接收话音信号。键盘信息从键盘304上耦合到调制器310。从话筒308和键盘304来的信号经处理后，利用公知的相位调制技术对一个载波信号进行相位调制。两个相位调制信号110和112耦合到放大器100，它们在那里被用来产生如上所述的QMA信号。放大器100的输出随后耦合到天线108。控制器306被用来控制调制器310和通信装置300中其它部件的工作。

总之，幅度/相位调制信号先以两个调制信号对载波信号进行相位调制以产生两个不同所相位调制信号，但其幅度相等。这两个信号随后用非线性开关放大器分别放大。采用这类放大器的原因是信息并不包含在信号幅度中的缘故。这两个放大的信号然后在一个组合器中组合，形成幅度/相位调制信号。该组合器将包含在一个信号的相位中的信息转移到上面得到的信号的幅度中。采用这种方法来产生幅度/相位调制信号允许人们充分利用幅度/相位调制信号的益处，而无幅度调制放大器的缺点。

Claims (10)

1、一种耦合到负载上的幅度/相位调制放大器电路，其特征在于包括：

第一放大器，用以放大第一相位调制信号以产生出第一放大信号；

第二放大器，用以放大第二相位调制信号以产生出第二放大信号；

一个组合器，用来组合具有最小反射的第一放大信号和第二放大信号，产生一个高效放大的幅度/相位调制信号。

2、根据权利要求1的放大器电路，其特征在于，包括一个隔离器，它耦合到组合器上，以使效率最高。

3、根据权利要求1的放大器电路，其特征在于，第一放大器包括一个恒定输出放大器。

4、根据权利要求1的放大器电路，其特征在于，该组合器包括一个隔离器，以使效率最高。

5、根据权利要求1的放大器电路，其特征在于，该组合器包括一个加法器。

6、根据权利要求1的放大器电路，其特征在于，第二放大器包括一个恒定输出放大器。

7、一种高效的幅度/相位调制放大器电路，其特征在于包括：

一个第一放大器，用以放大第一相位调制信号，该第一相位调制信号具有固定的幅度、频率、固定的相位分量以及第一可变相位分量;

一个第二放大器，用以放大第二相位调制信号，该第二相位调制信号具有上述第一相位调制信号的固定的幅度、频率、固定的相位分量，以及第二可变相位分量;

一个组合器，用以组合第一和第二相位调制信号，以产生一个具有电抗分量的、放大的幅度/相位调制信号，该组合器具有用以防止放大的幅度/相位调制信号中的电抗分量不致对第一和第二放大器加载的装置。

8、一个正交幅度调制（QAM）发射机，其特征在于包括：

一个振荡器，用以产生载波信号;

一个调制器，用以调制载波信号，以产生第一和第二相位调制信号;

一个QAM放大器电路，其中包括：

一个第一放大器，用以放大第一相位调制信号，产生第一放大信号;

一个第二放大器，用以放大第二相位调制信号，产生第二放大信号;

一个组合器，用以组合第一和第二放大信号，产生出一个具有电抗分量的、放大的QAM信号，该组合器具有用以使电抗分量在第一第二放大器上的反射最小的装置，以使效率最优。

9、根据权利要求8的发射机，其特征在于，还包括一付天线连接到QAM放大器上，用以发射已放大的QAM信号。

10、根据权利要求8的发射机，其特征在于，第一和第二放大器都包括一个E类放大器。

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