CN109638949A - 一种输出功率为1kva的不间断电源高频化实现装置 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，包括：升压电路、充电电路、逆变电路、电脑版电路、市电整流电路、PFC电路、输出电路以及电源电路；所述电脑版电路用于发送控制指令，控制各个电路工作；所述升压电路用于接受所述控制指令，对电池电压进行升压；所述逆变电路用于接受所述控制指令，进行逆变操作，并提供正弦波输出电压；所述充电电路用于进行充电操作；所述市电整流电路用于对输入的市电进行整流；所述PFC电路用于提高机器的功率因数，并提升市电供电时的BUS电压；所述电源电路用于提供电池能量。能够不间断提供功率为1KVA电源电压。

Description

一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置
技术领域
本发明实施例涉及电路技术领域，尤其涉及一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置。
背景技术
目前，输出电源一般采用工频机输出，在输出过程中不能保证的电源的恒定功率不间断输出。
现在亟需一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置来解决上述问题。
发明内容
为了解决上述问题，本发明实施例提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，包括：
单进单出在线式正弦高频机，所述单进单出在线式正弦高频机机内包括主板印制板、电脑板印制板、充电板印制板以及若干块小印制板；
其中，单进单出在线式正弦高频机电路包括：升压电路、充电电路、逆变电路、电脑版电路、市电整流电路、PFC电路、输出电路以及电源电路；
所述电脑版电路用于发送控制指令，控制各个电路工作；
所述升压电路用于接受所述控制指令，对电池电压进行升压；
所述逆变电路用于接受所述控制指令，进行逆变操作，并提供正弦波输出电压；
所述充电电路用于进行充电操作；
所述市电整流电路用于对输入的市电进行整流；
所述PFC电路用于提高机器的功率因数，并提升市电供电时的BUS电压；
所述电源电路用于提供电池能量。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述电源电路包括开关电源模块，所述开关电源模块制作在所述小印制板上。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述升压电路包括升压驱动电路和升压功率电路。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述逆变电路包括逆变驱动电路和逆变功率电路。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
市电电压和逆变电压检测电路，用于检测市电输入电压和逆变输出电压的频率、相位以及幅度。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
逆变保护电路，所述逆变保护电路设置在所述电脑板上，用于当所述逆变电路过压或过载时，提供保护。
作为本发明实施例一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置的改进，所述PFC电路包括PFC信号模块和驱动模块，用于提升市电供电时的BUS电压。
本发明实施例提供的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，能够不间断的提供功率为1KVA电源电压。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置电路结构图；
图2是本发明实施例提供的电源电路结构示意图；
图3是本发明实施例提供的SPWM调制波形示意图；
图4是本发明实施例提供的TLP250内部结构图及引脚图；
图5是本发明实施例提供的SPWM逆变波形示意图；
图6是本发明实施例提供斜坡补偿电路及波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1是本发明实施例提供的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置电路结构图，如图1所示，包括：
单进单出在线式正弦高频机，所述单进单出在线式正弦高频机机内包括主板印制板、电脑板印制板、充电板印制板以及若干块小印制板；
其中，单进单出在线式正弦高频机电路包括：升压电路、充电电路、逆变电路、电脑版电路、市电整流电路、PFC电路、输出电路以及电源电路；
所述电脑版电路用于发送控制指令，控制各个电路工作；
所述升压电路用于接受所述控制指令，对电池电压进行升压；
所述逆变电路用于接受所述控制指令，进行逆变操作，并提供正弦波输出电压；
所述充电电路用于进行充电操作；
所述市电整流电路用于对输入的市电进行整流；
所述PFC电路用于提高机器的功率因数，并提升市电供电时的BUS电压；
所述电源电路用于提供电池能量。
由图1可见，本发明实施例提供的电路核心是升压电路和逆变电路，升压电路和逆变电路都受电脑板的控制。当市电异常时，电路转为电池工作状态，此时电路由电池提供能量，经升压电路将电池电压提升为±BUS电压作为逆变功放电路的工作电压，而逆变功放电路所需的正弦波PWM驱动信号由电脑板上的电脑芯片U18提供，逆变功放电路输出的PWM电压送入合成电路，合成为正弦波电压后由继电器触头转换输出。
当市电正常时，电路转为市电工作状态。此时市电经D10、D11全波整流后形成BUS电压，而逆变电路依然像电池状态时一样工作。也就是说市电也要经过逆变环节后再输出正弦波电压，因此称为在线式结构。由于经过了交流转为直流，直流再转为交流两个环节，即AC-DC-AC过程，所以又称为双变换式结构。本发明实施例提供的这种结构好处在于市电状态与电池状态之间转换无须转换时间，可以作到零转换。
可以理解的是，本发明实施例提供的电路中电池电压经升压电路升压后作为BUS电压供功放电路使用。与工频机相比较，省去了输出端的升压变压器(即合成变压器)，减小了体积、重量和成本。其次，无论市电状态还是电池状态，都由逆变电路提供正弦波输出电压。所以在市电状态和电池状态之间转换时没有转换时间。同时，由逆变电路提供的输出电压，其质量高于一般市电的质量。并且由于本发明实施例将主板的电源电路、PFC信号电路、升压驱动电路、驱动电路和风扇控制电路制作在小电路板上，并将小板垂直插焊在大主板上。这样的结构缩小了主板的尺寸，简化了主板元件及布线的密度，同时方便了电路的维修。正弦波信号由电脑芯片提供，其波形的质量更好，频率、相位与市电的同步更加准确。电路中还采用了PFC电路，既可以提高机器的功率因数，又可以提升市电供电时的BUS电压，还可以提高BUS电压的稳定性。最后，本发明实施例除了逆变驱动、PFC驱动和RS232电源与主电路隔离以外，其余电路只有一个公共地端。在使用中有可能使市电的相线与UPS的地端相连接，给使用者和负载带来危险。为此在电路中设置了市电相/零线检测电路，一旦市电相线与UPS的地线相接，电路即发出报警信号。
在上述实施例的基础上，所述电源电路包括开关电源模块，所述开关电源模块制作在所述小印制板上。
具体的，本发明实施例提供的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置设置了一个充电电源和一个主板电源。其中主板电源采用了开关电源，并且制作在电源小板上，标号为SPS/MODULE，电源小板插焊在主板上。电源小板的电路采用了常见的单管反激式结构。
图2是本发明实施例提供的电源电路结构示意图，如图2所示，下部为主板开关电源。36V电池电压经D202整流、C201滤波，消除干扰后加至开关变压器TX201的初级，U201(UC3845N)为开关电源专用芯片。
对于开机时，按下开机键，36V电池电压经降压电阻R33、R70，接插件CN1/6、CN6/16、CN501/16，开机键SW502，接插件CN501/15、CN6/15，隔离二极管D21，接插件CN1/4、CN15/2加至U201⑦脚，开关电源即开通工作。与此同时，开机电压经接插件CN501/15、CN6/15后再经R121、R130分压，送入脚，CPU将对电路进入自检状态。自检期间继电器RY1触头保持释放位置，UPS即进入旁路(直通)工作状态，由市电直接向负载供电。自检通过后，CPU发出指令开通升压、逆变、PFC等电路，随后UPS进入工作状态。此时电路将发出“滴”声，表示自检完毕。同时，开机信息被存入CPU内。图2中D22为钳位二极管，一旦开机电压超过+5V，D22即导通，使送入CPU的电压不会超过5V，以免损坏CPU。开关电源开通工作后，其次级电压经整流滤波后输出+12V电压，此电压的一路经接插件CN15/5输出至主板，同时经接插件CN2/1输出至电脑板。+12V的另一路经D201隔离后加至U201⑦脚，这样，即使放开开机键，U201也能保持开通。+12V还经R201、R202分压后加至U201的②脚，用以对+12V输出电压进行非隔离稳压。当+12V输出电压升高时，U201②脚电压也升高，于是U201⑥脚输出脉冲宽度变窄，输出电压随之下降，结果输出电压保持不变。当输出电压有所降低时，U201⑥脚输出脉冲宽度变宽，输出电压随之上升，结果输出电压保持依然不变。
对于关机时，关机前脚因无电压送入而为0V。关机时按下关机键，+5V电压经接插件CN6/13，CN501/13，关机键SW502，接插件CN501/14、CN6/14，电阻R167加至脚，使脚为5V高电平，于是CPU发出关机命令，将升压电路、逆变电路及PFC电路关闭，并在关机前将此信息存入CPU内。此时UPS处于旁路供电状态，市电通过输出端继电器RY1的触头直接输出。若要完全关闭UPS，需将市电切断。
对于开关电源的关闭，电路正常工作时，脚为低电平，此时二极管D17截止，脚对开关电源无影响。关机时，脚为高电平，D17导通，脚的高电平经功率非门U13G(ULN2003)反相后变为低电平，经接插件CN2/1，CN15/1加至U201④脚，U201被迫关闭，输出电压消失。若此时无市电，则UPS整机断电，需手动按下开机键才能开机。若此时市电正常，则充电电路输出的+42V充电电压经降压电阻R80、R81，接插件CN15/2加至U201⑦脚。这样，一旦关机命令解除，脚恢复低电平后，开关电源可以立即自动启动工作。
对于开关电源脉冲电压的输出，开关电源变压器次级①-③绕组在整流前直接输出开关电源脉冲电压，供主板上的3块驱动板的电源和电脑板上的RS232电源使用，这样可使电源电路大为简化。但要注意，由于开关脉冲的占空比通常不是50％，所以开关变压器次级引出线的极性不能接反，否则整流后得到的直流电压幅值不足，或者会使+12V电压的稳定性受到破坏。
在上述实施例的基础上，所述升压电路包括升压驱动电路和升压功率电路。
可以理解的是，在高频机结构的UPS电路中，因为省略了合成变压器，所以设置了升压电路，以便取得逆变电路所需的±400V的工作电压。市电电压经全波整流、滤波后，只能得到约310V的直流电压，而在高频机中，逆变电路需要约±400V的工作电压即BUS电压。因此必须对市电提供的电压进行升压，这一任务是由PFC电路完成的。当无市电或者市电不正常时，UPS将进入电池供电状态。这时需通过升压电路将36V的电池电压提升为±400V，作为逆变电路的工作电压BUS电压。因此，在高频机中，对交流市电的升压和对电池电压的升压是由不同的电路来完成的。交流市电由PFC电路升压，所以PFC电路又称交流升压电路；电池电压由升压电路升压，所以升压电路又称直流升压电路。
那么实质上本发明实施例提供的主要包括升压驱动电路，升压驱动电路主要由运放U22B和升压驱动小板组成。升压驱动电路的主要部分制作在升压小板上，升压小板的标号为DC/DC MODULE，插焊在主板上。升压小板的任务是向升压功率电路提供升压驱动信号，而升压电路的任务是将36V的电池电压提升为±400V的±BUS电压，为逆变电路提供工作电压。升压小板由运放U802A，比较器U803A、B，模拟开关U804A、B、C、D，PWM芯片U801及周边元件组成。
具体的，可细分为BUS控制电压波形变换电路，CPU对±BUS电压的检测结果由脚输出，但输出的是幅度恒定、宽度变化的方波脉冲串，不能被后面的电压比较器利用，必须对其波形进行变换，为此电路中设置了±BUS控制电压波形变换电路。±BUS控制电压波形变换电路是由运放U22B及周边元件组成的二阶滤波器，设置在电脑板上。脚输出的幅度恒定、宽度变化的方波脉冲串，经过二阶滤波器处理后变成了幅度随±BUS电压变化的正弦波电压，即±BUS正弦波控制电压。此控制电压经接插件CN1/1、CN5/6进入升压驱动小板。
进一步，还包括差动电压放大器，进入驱动小板后的控制电压被分为两路：1路是控制电压的一路经R813、R812加至PWM芯片U801①脚，控制U801输出的PWM脉冲宽度，最终控制升压后的±BUS电压，使其稳定。另一路是控制电压的另一路加至运放U802A组成的反相器，经反相后分为两路输出：一路控制电压经RR821、R823加至由比较器U803B及周边元件构成的差动电压放大器。差动电压放大器对输入的共模干扰信号(即干扰信号)有很强的抑制能力，而对输入的差模信号(即有用信号)则有一定的放大能力。差动电压放大器U803B的输出端接有一只稳压二极管ZD801，当差动电压放大器U803B输出端①脚电压大于ZD801的稳压值时，ZD801击穿，使三极管Q806饱和，Q806集电极为低电平，结果模拟开关U804D断开。当差动电压放大器U803B输出端①脚电压小于ZD801的稳压值时，ZD801截止，使三极管Q806也截止，Q806集电极为高电平，结果模拟开关U804D闭合。
还包括模拟开关，模拟开关U804控制着由R834、C814、C815组成的RC补偿网络与U801的接通与断开。为了说明问题，在等效图中对模拟开关电路进行了等效简化。由等效图可见，当三极管Q806饱和时，其集电极为低电平，模拟开关U804D断开，相当于R834、C814、C815补偿网络断开。而当三极管Q806截止时，其集电极为高电平，模拟开关U804D闭合，相当于R834、C814、C815补偿网络接通。
还包括补偿回路，±BUS电压的不稳定性可分为两类：一类是突变性质的，其特点是±BUS电压的变化突然而快速，通常变化幅度较大。另一类是缓变性质的，其特点是±BUS电压的变化缓慢而连续，通常变化幅度较小。对这两种类型的不稳定性要采取不同的稳定措施。在U801(SG3525)的①、①脚之间所接的补偿网络，决定了误差放大器的频率特性。在不间断电路中，SG3525的①、①脚之间接有一组由R801、R802并联组成的固定补偿网络，该补偿网络无频率特性。相对而言，这一补偿网络适宜处理较高频率、变化较快、幅度较高的信号。而通过模拟开关U804连接的由R834、C814、C815组成的活动补偿网络，使得SG3525内部的误差放大器具有低通特性，即对于频率较低、变化较慢、幅度较低的信号有较高的增益。
对于补偿网络的切换时，当BUS电压变化幅度较大时，ZD801被击穿，Q806饱和，集电极为低电平，模拟开关U804D断开，活动网络从电路中脱开，SG3525①、①间只有R801、R802组成的固定补偿网络，这种网络对输入信号的高频成分增益较高，反映较快，±BUS的快速、幅度大的变化被稳定下来。而当BUS电压变化幅度较小时，ZD801不能被击穿，Q806截止，集电极为高电平，模拟开关U804D接通，活动网络并入电路中，SG3525①、①间增加了RC补偿网络，对输入信号的高、中频成分反映较慢而对低频成分增益较高，反映较快，±BUS的慢速、幅度小的变化被稳定下来。
对于PWM芯片的关闭时，运放U802A输出的另一路控制电压送入比较器U803A的反相输入端④脚，U803A⑤脚接有由R836、R837组成的分压电路，将⑤脚电压确定为10.5V。当控制电压低于10.5V时，U803A输出端②脚输出为高电平，使得三极管Q807饱和，集电极为低电平，D802截止，对U801无影响。当控制电压高于10.5V时，U803A输出端②脚为低电平，使得三极管Q807截止，集电极为高电平，D802导通，Q807集电极的高电平加至U801⑩脚，结果U801关闭，升压电路停止工作。另外，有时在±BUS电压正常的情况下也需要关闭升压电路(例如在市电工作状态下)，这时由脚输出高电平，加至U801的⑩脚，即可直接关闭U801，从而关闭升压电路。
升压功率电路的升压过程可以描述为：U801(SG525)的脚输出的PWM脉冲是相互错开180°的，因此当一臂导通时另一臂截止。例如当上臂导通时下臂截止。此时电池经下列路径放电形成升压电流：电池正极→保险管F1、F2→升压变压器TX1上段③④-①绕组→功率管Q4，Q6的D-S极→电池负极。升压电流由下至上流过TX1初级上半个绕组，在次级中产生感应电压。次级绕组为两个参数相同，绕制方向一致的绕组，它们产生的感应电压的极性视次级绕组与初级绕组的绕制关系而定。假设与初级绕制方向相同(假设相反时结果不变)，则次级两个绕组的感应电压的极性为脚正、⑩脚负和⑩脚正、①脚负。次级上半个绕组中的感应电压通过D14，L8对C13充电，形成+BUS电压。下半个绕组中的感应电压则通过D13，L7对C12充电，形成-BUS电压。当上臂截止下臂导通时，电池经下列路径放电形成升压电流：电池正极→保险管F1、F2→升压变压器TX1初级下段③④-⑥绕组→功率管Q11，Q10的D-S极→电池负极。此时升压电流由上至下流过TX1初级下半个绕组，在次级两个绕组中的感应电压的极性为①脚正、⑩脚负和⑩脚正、脚负，电压极性与前一过程相反。这时次级下半个绕组中的感应电压通过D12，L8对C13充电，形成+BUS电压。上半个绕组中的感应电压则通过D15，L7对C12充电，形成-BUS电压。由于升压变压器TX1次级两个绕组的参数是一致的，绕法又是串接的，所以也可以将次级绕组当作一个有中间抽头的绕组来分析。当次级绕组中的感生电压为脚正①脚负时，整流滤波回路为绕组脚→D14→L8→C13→C12→L7→D13→绕组①脚。当次级绕组中的感生电压为①脚正脚为负时，整流滤波回路为绕组①脚→D12→L8→C13→C12→L7→D15→绕组脚。C13、C12上得到了两倍电压，由于C13、C12连接点接地，所以C13、C12各得电压的一半，C13正端为+BUS，C12负端为-BUS。因为+BUS电压和-BUS电压的整流滤波电路的参数在制作时是尽量保持一致的，所以得到的+BUS电压和-BUS电压也是对称相等的。U801的脚以40KHz左右的频率对升压功率管进行通、断控制，上述过程得以不断反复进行，便产生了幅值为+400V的+BUS电压和-400V的-BUS电压。
同时提供了吸收电路，当上臂截止的瞬间，将会在对应的升压变压器初级上半部分绕组中，感应出高于电池电压若干倍的尖峰电压，使功率管的安全受到威胁，所以在上臂功率管的D-S极间接有由R10、C17组成的吸收电路。当尖峰脉冲出现时，C17呈短路状态，使尖峰脉冲的能量消耗在R10上，保护了功率管的安全。同样原因，在下臂功率管的D-S极间，也接有由R6、C15组成的吸收电路。
还包括升压电压的整流滤波，由于升压电路的工作频率较高，又是工作于方波状态下，所以升压变压器次级感应电压的谐波十分丰富。谐波中的高频分量容易引起升压电路发生振荡，而且高频成分中所含的能量相对要小得多，所以在滤波时要将高频谐波分量去除。滤波电路中的L8、L7对高频谐波有足够的感抗，使其不能通过，高频谐波只能经D17、R11-R13、C18和D16、R14-R16、C16而被衰减掉。当整流电路截止时，L7、L8两端将感应出较高电压，极性是带点的一端为正，使D16、D17截止，此时L7、L8两端的高压对C12、C13充电，使得C12、C13两端得到较高的电压。
还包括升压电压采样电路，可以理解的是，BUS电压必须稳定，逆变电路才能稳定的工作。而要稳定BUS电压，必须对升压电压进行采样。主要包括+BUS电压的采样和-BUS电压的采样。+BUS电压经R65，R82，R64，R63和R56分压降压后，再经R155、C111滤波，送入脚，作为+BUS电压的采样信号。D28是钳位二极管，防止采样电压超过5V，损坏CPU。-BUS电压的采样由于负极性的-BUS采样电压不能被CPU直接使用，所以必须将负极性的-BUS采样电压转换为正极性的-BUS采样电压，这一任务由U22A担任。U22A及周边元件组成反相比例放大器，其放大倍数为1。由于U22A同相输入端③脚接地，而U22A②反相输入端始终为负电压，所以从U22A输出端①脚输出的必定是与②脚输入的信号大小相等、方向相反的正极性-BUS采样电压，这样的电压便能被CPU接受。由U22A输出端①脚输出的-BUS采样电压经R153、C112滤波后送入脚。其中D21是钳位二极管，限制输入CPU的采样电压不会超过+5V。
对于升压电压的稳压过程可以描述为：±BUS电压的采样电压送入CPU后，经过处理变成一连串宽度不同的升压电压控制脉冲串，从脚输出，经波形变换电路整形成正弦波形式的升压控制电压后送入升压驱动小板。在升压驱动小板中，对于+BUS电压具有突变性质的、幅度较大的变化，电路采用无频率特性的补偿网络，对+BUS电压进行调整，使其稳定。对于+BUS电压具有缓变性质的、幅度较小的变化，电路采用低通特性的补偿网络，对+BUS电压进行调整，使其稳定。对于+BUS电过大的变化，说明电路可能发生故障，这时升压驱动小板中U803A会将升压电路关闭，以防止故障进一步扩大。
可以理解的是，本发明实施例是由CPU产生本机正弦波，具体的，CPU通过市电相位检测电路和逆变相位检测电路检测到市电电压和逆变电压的频率、相位参数，并依据这些参数从脚输出幅度为5V，频率为50Hz、相位与市电一致的方波信号。该方波信号经C27偶合至由运放U8C及周边元件构成的二阶低通滤波器，由滤波器输出幅度为5V的、频率、相位与市电相同的正弦信号。由于此正弦波信号由机器自身产生，所以称为本机正弦波。本机正弦波的幅度是稳定不变的。本机正弦波经偶合电容C117、隔离电阻R70加至运放U8B反相输入端⑥脚。由于C117的隔直作用,送入U8B⑥脚的正弦波信号的对称轴在X轴上。
反馈正弦波的产生由主板R22、R23、R24、CN3/6引入了逆变输出反馈电压，并与R314分压，再经R7、C28、R64、R62组成的RC网络后加至运放U8B的反相输入端⑥脚。这一反馈电压也是正弦波，称为反馈正弦波。反馈正弦波由逆变输出端引回，它的幅度反映了逆变输出电压的幅度。反馈正弦波引回时其幅度应小于本机正弦波，其频率为50Hz，相位应与本机正弦波相差180°。
由于本机正弦波和反馈正弦波的相位相反，它们同时加至运放U8B的反相输入端⑥脚，形成了两个反相波形相加(加负)的关系，当然也可以理解为是两个同相波形相减(减正)的关系，本文采用相减的说法。相减后的电压仍然是正弦波，频率、相位与本机正弦波相同，称为差值正弦波。差值正弦波正是我们所需的波形，它经功率放大后最终输出正弦电压。
可以理解的是，差值正弦波具有稳压作用，运放U8B的反相输入端与输出端之间接有由C32、R73、R17、C17组成的RC网络，U8B便构成了选频放大器，它可使输出电压的幅度大于输入电压，并且反相180°。差值正弦波加至运放U8B的反相输入端⑥脚，而由U8A⑤脚加入的是自动基准电平校正电压。因此，由U8B输出端⑦脚输出的是校正了直流分量的、被反相了180°的、频率为50Hz的、幅度被放大了的(幅值约为-8V-+12V)差值正弦波。此差值正弦波经R117隔离后加至U12B反相输入端⑥脚。
本发明实施例还包括基准电平校正电路，本机正弦波和反馈正弦波相减后，得到的差值正弦波的直流电平会发生变化。而SPWM调制电路需要差值正弦波的对称轴位于Vz的位置，为此不间断中设置了自动基准电平校正电路，它由运放U8A、ZD7、ZD1及周边元件组成。逆变输出电压经R11、R20、R21、CN3/5、R6加至运放U8A○2脚，U8A及周边元件组成反相器，使引入的逆变输出电压反相。C12是滤波电容，可使引入的逆变输出电压更加稳定。C11是反馈电容，其作用是使得越高的频率负反馈越强，运放增益越低，因此可以消除高频干扰。反相器U8A的输出端①脚接有反向串联的稳压管ZD7、ZD1，它们使U8A①脚的输出电压限幅在±3.3V+0.7＝±4.0V。R56是ZD7和ZD1的限流电阻。限幅后的逆变输出采样电压经R61、R63分压后加至运放U8B的⑤脚。若逆变输出电压不含直流分量，则逆变反馈电压也不含直流分量，即都以X轴为对称轴，经U8A反相后输出的逆变反馈电压虽然反相，但仍不含直流分量，仍以X轴为对称轴。因为逆变反馈电压与逆变输出电压反相180°，若逆变输出电压含有正值的直流分量，即对称轴上移，则逆变反馈电压的对称轴将下移，经U8A反相后对称轴上移。上移的幅度被ZD7、ZD1限制在+3.3V++0.7V＝+4V与0V之间。上移的反馈电压经R61、R63分压后送入选频放大电路的⑤脚，使选频放大电路的基准电压上升，于是选频放大电路的输出电压的对称轴下移，最终使逆变输出电压的对称轴下移。逆变输出电压的对称轴上移的越多，则选频放大电路的基准电压下降的也越多，结果使逆变输出电压的直流分量保持为0，对称轴始终在X轴上。当逆变输出电压含有负值直流分量时的反映过程与上述过程相似，最终使逆变输出电压的直流分量为0。
本发明实施例还包括反相器电路，经过直流电平校正的差值正弦电压经运放U12B、U12C及周边元件构成的两级反相器反相后，保持原相位，加至由比较器U10A构成的PWM调制电路的反相输入端④脚。设置反相器的作用是可以利用反相器输出阻抗低的特点，改善电路的偶合特性，同时还可以充分利用一片封装内的运放电路。
本发明实施例还包括三角波发生器，三角波发生器由U8D及周边元件组成。三角波发生器的任务是向SPWM电路提供符合要求的三角波。U8D及周边元件组成了一个积分电路，它将输入的方波积分成三角波。脚输出的同步脉冲经C40、R2加至U8D的反相输入端脚。当同步脉冲上升沿到来时，脚电位将高于脚的地电位，此时U8D输出端脚本应立即为低电平0V，但同步脉冲通过R2对C21反向充电，其极性为左正右负，使得脚电压只能缓慢下降，形成三角波的一条斜边。由于U8为双电源供电，所以最后脚降为低电平-Vcc，也就是三角波的底部在-8V点上。由于充电时间常数较大，形成的曲线比较平直。同步脉冲下降沿到来时，脚电位将低于脚电位，此时脚本应立即升高，但由于C21将通过R2放电后又反向充电，充电后的极性为右正左负，使脚电压只能逐渐降低，而脚电压逐渐上升，形成三角波的另一条斜边。最后脚电压上升至+12V，也就是三角波的顶部在+12V上。由于放电时间常数与充电时相同，便形成了等腰三角形，其曲线也比较平直。当C21充电至脚电压低于脚电压时，同步脉冲上升沿又到来，使脚电压再次下降，并不断重复，形成连续的三角波。由上述过程可见，当同步脉冲上升沿到来时，脚电压开始从+12V下降。当同步脉冲下降沿到来时，脚电压开始从-8V上升。因此，输出的三角波的幅度在-8V-+12V之间。电路中的R58的作用是改善三角波的线性，使得输出的三角波为线性良好的等边三角形。由于三角波是由同步脉冲激发，而同步脉冲的频率、相位与正弦波一样，均由CPU内部程序决定，因此三角波与本机正弦波的频率、相位具有固定的关系。三角波发生器输出的三角波为等腰三角形，线性良好，三角波的频率为11.2KHz。脚输出的三角波经R83隔离后送至运放U10A同相输入端⑤脚。运放U8D及周边元件组成了三角波发生器。三角波发生器的任务是向SPWM电路提供符合要求的三角波。CPU的脚输出11.2KHz的方波脉冲经C40、R2偶合至三角波发生器U8D的反相输入端脚。U8D及周边元件组成了一个积分电路，它将输入的方波积分成三角波。方波的频率、相位由CPU内部程序决定，与本机正弦波的频率具有整数倍的同步关系，而三角波的频率、相位则与该方波一致。三角波发生器脚输出的三角波为等腰三角形，线性良好，频率为11.2KHz。经R83加至SPWM调制电路U10A的同相输入端⑤脚。
在1K3N型机中，如上所述，正弦波信号的幅值略小于-8V-+12V，对称轴位于X轴即0轴上。三角波的幅值约为-8V-+12V，对称轴也在0轴上。由于对称性的缘故，正弦波和三角波的幅度只能限制在±8V之内，实际上通常在±3V-±4V之间，参见图3。于正弦波与三角波的定位关系刚好满足了双极性调制电路的要求，即它们的对称轴都在0轴上，并且正弦波的幅度略小于三角波的幅度。
本发明实施例还包括SPWM调制电路，运放U10A及周边元件组成了SPWM产生电路，该电路采用了双极性调制方式。在这种调制方式中，只需一路正弦波信号和一路三角波信号，而调制后输出的波形，反映了正弦波信号正半周和负半周的所有信息。其调制规律是：U10A反相输入端④脚输入的是50Hz的差值正弦波，同相输入端⑤脚输入的是11.2KHz的三角波。凡是三角波高于正弦波的区间，U10A输出端②脚即为高电平；凡是三角波低于正弦波的区间，U10A输出端②脚即为低电平。于是，从U10A输出端②脚即可输出被三角波调制了的正弦波，即SPWM波，参看图3所示，它实际上是一连串幅度相等而宽度不等的方波脉冲。需要说明的是，由于差值正弦波的正、负半周是连续不断出现的，所以其相位的相反与否已失去了意义，重要的是调制电路输出的必须是两路相位相反的SPWM信号。但根据习惯，本书在绘制一个周期的正弦信号的时候，总是把正半周画在前面，负半周画在后面。
SPWM电路包括上臂电路，上臂电路由运放U10A产生的SPWM电压，分为两路输出。一路经R18隔离后加至与门U11A(4081)的①、②脚，U11A的①、②脚还接有D11，将SPWM的负半周过滤掉。逆变输出电路分为上下两臂，上下两臂的功率管只能轮流导通，一旦同时导通就会损坏。为了确保上下两臂的功率管不会同时导通，一般在驱动信号中设置有“死区电压”。死区电压的作用是：当一个臂的功率管截止时，另一个功率管并不立即导通，而是延迟一段时间后再导通，上下两臂均如此安排，这样就从根本上消除了上下两臂功率管同时导通的可能性。死区电压存在的时间，即延迟时间，视具体电路而不同，通常在数μS之内。电路中R84、D14、C31即是死区电压形成电路。当与门U11A输入端①、②脚电压为上升沿时，输出端③脚为高，此时D14截止，此高电平通过R84对C31充电，由于R84数值较大(20K)，充电较慢。而当与门U11A输入端①、②脚电压为下降沿时，输出端③脚为低，此时D14导通，C31通过D14放电，显然放电比充电快的多，于是方波脉冲的上升沿经过这里时被滞后了。而此上升沿反映到逆变输出电路中是使下臂功率管导通，结果是当上臂截止时下臂要延迟一段时间才导通，这就达到了防止上下臂功率管同时导通的目的。
本发明实施例还包括SPWM阀门控制电路，经延迟处理后的SPWM电压送至与门U11C⑧脚，U11C①接至SPWM控制端。当SPWM控制端为“1”时，与门打开，SPWM得以输出，当控制端为“0”时，与门关闭，SPWM通道被切断。在这里与门U11C相当于一个控制阀门。
本发明实施例还包括SPWM驱动电路，SPWM电压从U11C⑩脚输出后，进入驱动非门电路U13A。U13型号为ULN2003，这是一种具有驱动能力的反相器，输出电压50V，输出电流可达500mA。SPWM电压经U13A反相后再经R88隔离，送入逆变电路。
本发明实施例还包括下臂电路，由调制电路输出的SPWM电压，另一路送入运放U10B的反相输入端⑥脚。U10B构成一个反相器，将整形电路输出的SPWM脉冲反一次相，此后的过程与上臂相似。于是在SPWM驱动电路的输出端得到了大小相等、相位相反的两路SPWM脉冲，可参见图3所示。当市电不正常时，UPS转为逆变状态，升压电路将电池电压提升为±BUS电压，供逆变电路工作。
在上述实施例的基础上，所述逆变电路包括逆变驱动电路和逆变功率电路。
可以理解的是，逆变驱动和PFC驱动电路的结构完全一样，统称驱动电路。驱动电路制作在一块小板上，称为驱动小板，标号为DUR/MODULE。其中逆变驱动电源电路的作用是向逆变驱动电路提供+18V、-12V的工作电压。在驱动小板中，开关电源脉冲经接插件CN11/1CN700/1，CN11/2、CN700/2、D700送入驱动小板内的开关变压器TX700的初级两端，D700的作用是隔离掉负方向的脉冲。TX700次级感生出的脉冲电压，经D701整流，C703、C704滤波，得到直流电压，再经ZD702、ZD703稳压后，形成驱动三极管所需的+18V，-12V驱动电源电压。正驱动电压加至上驱动管Q702的集电极，负驱动电压加至下驱动管Q703的集电极，正负驱动电压的公共点，即ZD702、ZD703的连接点为驱动输出的0点，经接插件CN700/1、CN11/1输出作为输入信号的参考点。R705是ZD702的限流电阻，它的作用如下：+18V电压提供了驱动电压的动态范围，-12V则用来保证驱动管和功率管的可靠截止。ZD702、ZD703串联后的稳压值之和为30V，若整流滤波后的电压低于30V，则ZD702、ZD703均不能击穿，+18V和-12均不能稳定。有了R705以后，它可以保证ZD702开机后很快便能导通，产生稳定的+18V电压。以上臂隔离驱动电路为例，上臂功率管Q13的源极S接至隔离驱动电压的中点(即ZD703负端)。这样，当光耦U701端⑥、⑦脚输出为高电平时，上臂功率管栅极的驱动激励电压接近于+18V，使Q13充分饱和导通。而当光耦U8端⑥、⑦脚输出为低电平时，上臂功率管栅极的驱动激励电压接近于-12V，使Q13充分可靠截止。
其中包括逆变隔离驱动小板的隔离电路，图4是本发明实施例提供的TLP250内部结构图及引脚图，图4中U701(TLP250)是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动能力达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了驱动MOSFET的能力，使驱动电路简化。TLP250为双列直插8脚封装。参见于1.11所示。图4中TLP250的①、④脚为空脚。②脚为内部发光二极管正极，③脚为内部发光二极管负极。⑧脚为内部上驱动管集电极，⑤脚为内部下驱动管的集电极，⑥、⑦脚在内部连接在一起，为输出端。U701②脚经接插件CN700/3、CN11/3、R115、接插件CN3/1接至+5V，这样，当U701③脚为高电平时内部发光二极管截止，U701⑥、⑦脚输出为低电平，上驱动管截止，下驱动管饱和导通，驱动小板输出端经接插件CN700/1、CN11/1输出低电平。而当U701③脚为低电平时内部发光二极管导通发光，U701⑥、⑦脚输出为高电平，上驱动管饱和导通，下驱动管截止，驱动小板输出端经接插件CN700/1、CN11/1输出高电平。因此，在本机电路中，驱动小板的输出信号与输入信号是反相的，即CN12/4端为高电平时，CN12/1端则为低电平。至此，由驱动小板经接插件CN11/1输出的信号，经过一系列变化，又恢复成脚输出的那种幅度恒定，宽度变化的脉冲串了。驱动小板用作逆变驱动时，由于驱动电路分上下两臂，所以需要两块驱动小板。另外，PFC管的驱动也采用了驱动小板，所以本机共使用了3块驱动小板。这3块驱动小板的结构完全一样，在维修时可以互换。
还包括逆变隔离驱动小板的驱动电路，逆变隔离驱动电路分为上下两臂，两臂电路完全相同。现以上臂为例加以说明。上臂逆变隔离驱动电路由光偶U701(TLP250)，驱动管Q702、Q703及周边元件组成。当TLP250⑤脚为高电平时，TLP250内部二极管截止，光偶⑥、⑦脚输出为低电平，逆变驱动管Q702截止，Q703导通，由接插件CN11/1输出-12V电压，与其相连的逆变功率管截止。当TLP250③脚为低电平时，TLP250内部二极管导通，光偶⑥、⑦脚输出为高电平，逆变驱动管Q702导通，Q703截止，由接插件CN13/1输出+18V电压，与其相连的逆变功率管饱和导通。R707为消振阻尼电阻，消除电路中的自激振荡因素。R708、R701为自给负偏压电阻。当上驱动管饱和、下驱动管截止时，R708、R701可压低下驱动管发射极电位，使基极电位高于发射极电位，因而使下驱动管可靠截止。同样道理，当上驱动管截止、下驱动管饱和时，R708、R701可抬高上驱动管发射极电位，使基极电位低于发射极电位，因而使上驱动管可靠截止。
逆变功率电路主要由逆变功率管及周边元件组成。逆变功率电路采用半桥结构，因此逆变驱动电路分为上臂电路和下臂电路，每臂使用了一只IGBT功率管，分别为Q13和Q12。它们轮流导通，分别对正半周和负半周PWM波形进行放大，经合成电路后形成完整的正弦波电压输出。其中设置有阻尼电阻。上、下臂的阻尼电阻分别为R54和R40。设置阻尼电阻的原因如下：由于功率管的栅极与驱动电路间的连线不可避免的存在着分布电感和分布电容，在驱动电压的激励下很容易引起自激振荡，使功率管无法正常工作甚至损坏。为消除这一危险，通常在功率管的栅极串接一个小阻值的电阻，对振荡进行阻尼。阻尼电阻的取值很重要，若阻值过大，将限制驱动电流，降低前后沿陡度，加大导通损耗。因此，栅极电阻不能太大，只要能抑制振荡就行，通常在数十Ω以下，功率越大阻值应越小。同时，在布线时应当尽量缩短栅极与驱动电路之间的距离。还设置由加速二极管，功率管栅极设置了阻尼电阻以后，当驱动信号为低电平时，功率管栅极中电荷的泄放速度受到了阻碍，使功率管不能立即截止。为此又设置了加速二极管。上、下臂的加速二极管分别为D22和D21。其作用是：当驱动信号为负时，功率管截止，此时加速二极管导通，为反向基极电流提供一个低阻抗的通路，使基极电流能更快的泄放掉，以利于下一周期的导通。加速二极管应采用快速开关管，通常使用1N4148即可。电路中加速二极管还串有一只电阻R55和R38，用以限制泄放电流的大小。另外设置有负栅压电阻。负栅压电阻分别为R53和R37。设置负栅压电阻的作用是为了保证功率管的可靠截止。功率管Q13为例，设置栅负压电阻R53后，Q13的栅极G通过负栅压电阻R53接至源极S。当Q13截止时，U10⑥、⑦脚为负电压，电流由S极→R53→R54→Q703E→极，在R53上产生左负右正的电压，保证了Q13G极的负电位，使Q13能深度截止，消除了误导通的可能性。而当Q13饱和导通时，U10⑥、⑦脚为正电压，电流由U10⑥、⑦脚→R54→功率管Q13S极，在R53上产生左正右负的电压，保证了Q13G极的正电位，使Q13能够可靠地饱和导通。这种栅负压是功放管电路自行生成的，无须设置专门的负电压，所以也称为自给栅负压。还设置有吸收电路，分别由R4、C11和R1、C3组成。其作用是：在死区期间，由于导通管突然截止，将在输出电感与分布电感、分布电容中将感应出数倍于BUS电压的感生电压，使功率管击穿损坏。这种感生电压的特点是幅度高、宽度窄，常称为尖峰脉冲。尖峰脉冲的幅度、宽度随电路的形式和功率的不同而不同，因此吸收电路的结构是多种多样的。在本电路中，当截止管两端出现尖峰脉冲时，C11、C3呈短路状态，尖峰脉冲便被R4或R1消耗掉，从而保护了功率管。
可以理解的是，图5是本发明实施例提供的SPWM逆变波形示意图，如图5所示，送入逆变功率管的驱动信号是两路大小相等、相位相反的两路SPWM脉冲。这两路SPWM信号使得上臂功率管饱和导通时，下臂功率管截止，而下臂功率管饱和导通时，上臂功率管截止。于是在合成电感中流过相反的电流。在正弦波的正半周，上臂功率管驱动信号由较窄逐渐变宽，又逐渐变为较窄，下臂功率管驱动信号由较宽逐渐变窄，又逐渐变为较宽，但总的来说上臂功率管比下臂功率管的驱动信号要宽得多。所以上臂功率管导通的时间较长，截止的时间短，而下臂功率管截止的时间较长，导通的时间较短。上臂功率管导通时从上向下对合成电容C2充电，产生上正下负的电压。而下臂功率管导通时从下向上对合成电容C2充电，形成的下正上负的电压。两个电压的方向相反，最终C2上的电压是两个电压相抵消的结果。由于正半周时上正下负的电压远高于下正上负的电压，所以C2上最终得到的是上正下负的电压，此电压即输出电压。输出电压的幅度随着上半周驱动信号的宽度变化而变化，驱动信号越宽，对应的输出电压越高；驱动信号越窄，对应的输出电压越低，由此形成正弦电压的正半周。之，在正弦波的负半周，在C2上最终得到的是上负下正的电压。而且此电压的幅度也随着下半周驱动信号的宽度变化而变化，驱动信号越宽，对应的输出电压越低；驱动信号越窄，对应的输出电压越高，由此形成正弦电压的负半周。图5中L1为合成电感，它的作用是使电流变得平缓。当上臂功率管突然导通时，电路中的电流也突然增大。此时L1两端产生左正右负的感生电压，阻止电流的增大，使电流只能缓慢增大。当上臂功率管突然截止时，电路中的电流也突然减小。此时L1两端产生左负右正的感生电压，维持电流的继续流动，使电流只能缓慢减小。因此虽然L1两端的电压是矩形的，但流过的电流却是圆滑的。L1两端的矩形电压的宽度按正弦曲线规律变化，电流的圆滑度也按正弦曲线的规律变化，最终在输出端形成了正弦波电压。由上述过程可见，在合成电路中发生的过程，与在SPWM形成电路中发生的过程是相反的:在SPWM形成电路中，是将正弦波切割成方波信号，方波信号的宽度与正弦信号的幅度成正比。而在合成电路中，是将方波信号合成为正弦信号，正弦信号的幅度正比于方波信号的宽度。从合成电路中最终得到的是正弦波功率电压。电路中合成电感L1的电感量和合成电容C2的电容量必须与输出功率相配合，其中合成电容应选用无极性电容。
在上述实施例的基础上，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
市电电压和逆变电压检测电路，用于检测市电输入电压和逆变输出电压的频率、相位以及幅度。
可以理解的是，当UPS的工作状态在市电与逆变之间转换时，必须保证逆变输出电压与市电同频、同相、同幅度，因此电路必须随时对市电输入电压和逆变输出电压的频率、相位、幅度进行检测。市电电压检测电路的作用就是随时检测出市电输入电压的频率、相位和幅度，提供给CPU。电路分为两部分，上半部分是市电频率和相位检测电路，下半部分是市电幅度检测电路，它们位于电脑板上。市电输入电压经R207和R206送入电压比较器U22D的脚。U22D与R201、R208构成差动电压放大器。差动电压放大器有很强的共模抑制能力。UPS的市电输入通常是通过平行双线或双绞线布线引入的，因此L和N两条电源线遭受的干扰，在每个瞬间的幅度和极性都是一样的，这种干扰称为共模干扰信号。而像市电电压这样的有用信号，在L和N两条电源线中每个瞬间的幅值和极性是不一样的，这种信号就称为差模信号。市电电压经过差动电压放大器以后，共模干扰信号被抑制掉，而差模信号却被保留了下来，并且会被放大。
从差动电压放大器输出端脚输出的市电电压信号被分为两路：一路经R211、C251隔离、滤波后送入U10C⑧脚。U10C与R147、R148构成单电源电压比较电路。输入市电正半周时，⑧脚电压高于①脚电压，U10C的脚输出为0，经R148反馈后U10C的①脚电压为0。当输入市电负半周时，⑧脚电压低于①脚电压，U10C的脚输出为1，经R148、R147分压后U10C的①脚有一定的正值电压，因此U10C的①脚在0与这一正值之间摆动，称为回差电压，比较器的这一特性称为施密特特性。回差电压的高低可以通过改变R148、R147的比值来调整。U10C的脚电压摆动时必然经过0点，称为过零点，过零点正是CPU判断输入市电的频率、相位的依据。当市电输入电压的幅度变化较大时，过零点可能向前或向后移动，使CPU判断错误。设置回差特性后，可以避免过零点的飘移。U10C⑧脚输入的是正弦电压，而脚的输出的为方波电压，它的频率与输入市电一致，它的上升沿和下降沿与市电过零点对齐。D27可将U5B1脚输出电压中的负向干扰旁路掉。
本发明实施例还包括市电幅度检测电路，普通二极管检波器在输入信号小于0.7V(或0.2V)时，因二极管关闭不能工作，无输出电压。而输入信号在0.7V以上附近变化时，因二极管的非线性，检波后输出电压的失真度较大。CPU对市电输入电压或者逆变输出电压采样时，首先对交流电压进行检波，对应于交流电压的最大值，检波电压不能超过5V，而交流电压最小值时，检波电压可能进入检波二极管的失真区域。这样一来，检波后得到的直流电压便不能正确反映交流电压的幅值。这时必须采用精密检波器。精密检波器的特点是很小的输入电压即可导通工作，而且失真度极小。下半部分为输入市电幅度检测电路。运放U22C及D25、R134、C103等构成了精密检波器。从差动电压放大器输出端脚输出的市电电压经R210隔离后加至精密检波器U22C的反相输入端①脚。⒈当精密检波器U22C的反相输入端①脚为正半周时此时输出端⑧脚为低电平0，D25截止，运放的输出回路被切断。这时精密检波器的输出VSC为0。⒉当精密检波器U22C的反相输入端①脚为负半周时在此之前运放处于开环状态，输出电压VSC＝Auf×VSR,由于运放的开环放大系数非常高，所以很小的输入信号就能使产生较高的输出电压，使D25导通。而D25一旦导通，运放就进入闭路状态，就有VSC＝-VSR。这时检波器相当于反相输入比例放大器，其传输特性为Usc＝-(R134/R210)Usr，由于R134＝R210，所以VSC＝-Vsr。或者说，此时由于跨接在U22C输出端⑧脚与反相输入端①脚之间的负反馈电阻R134的阻值较小，因此形成了深度负反馈。我们知道，放大器采用深度负反馈后，放大倍数虽然趋近于1，但是输出电压与输入电压保持了良好的线性关系，即VSC＝-VSR。综上所述，该精密检波器的输出特性可表示为：VSC＝0(当VSR为正半周时)VSC＝-VSR(当VSR为负半周时)这样，当我们从精密检波器的输入端加入正弦电压，在输出端即可得与输入的正弦波信号保持严格线性关系的负半周电压，其数值为正值，所以这种精密检波器称为正值精密检波器。如果将二极管D25反向连接，检波器的输出特性就与上述规律相反，输出的是正半周电压，其数值为负值，称为负值精密检波器。精密检波器U22C⑧脚输出的负半周电压经R145隔离后送入CPU。
本发明实施例还包括逆变输出电压检测电路，不间断的逆变输出电压检测电路设置在电脑板上，其结构、工作原理与市电输入电压检测电路完全相同，此处不再赘述。
本发明实施例还包括不间断输入输出电路，输入输出电路的任务是管理UPS输出电压的转换和通断。输入输出电路主要由两个继电器RY1、RY2组成。RY2的功能为市电通断控制。市电进入UPS后，相线(L线)加至NTC器件NTC1，NTC器件具有负阻特性。开机时为冷态，阻值较大，所以进线电流较小。随后NTC温度很快上升，阻值迅速减小，进入正常导通状态，此后进线电流恢复正常。因此，相线串入NTC后可防止开机时的浪涌电流。然后市电经C26滤除高频干扰后，其相线加至继电器RY2动触头⑥脚，零线加至继电器动触头⑤脚。RY2线圈无电时，动触头与常闭触头接通，常闭触头为空脚，所以此时市电被切断。而当RY2线圈得电时，其动触头与常开触头接通，此时市电得以进入UPS。市电进入后，零线N接地，相线L则分为为两路，一路经保险管F3加至由L1、D10、D11和PFC电路组成的BOOST升压电路，以产生±400V的BUS电压。市电的另一路加至继电器RY1的常闭触头②，当RY1处于释放状态时常闭触头②与动触头⑥连通，市电相线经输出电流传感器CT1的初级绕组③-②端后加至EMI/OUT抗电磁干扰电路，最后从P3、P4输出。输出电流传感器CT1的①-④绕组感应出的交流信号作为负载检测电压送至过载保护电路。其中R21、R30为负载检测电路的负载电阻，负载检测电流流过它以后形成负载检测电压。其中，RY1的功能为逆变-旁路切换。RY1线圈断电时触头处于释放状态，动触头与常闭触头接通，这时输出电路与市电输入电路相连接，UPS处于旁路(或称直通)输出状态。当RY1线圈得电时触头处于吸合状态，这时输出电路与逆变输出电路相连接，UPS处于逆变输出状态。不论UPS处于旁路输出状态还是逆变输出状态，输出电流传感器CT1都串接在UPS的输出回路中，因此由R21、R30两端输出的就是负载检测电压信号。
在上述实施例的基础上，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
逆变保护电路，所述逆变保护电路设置在所述电脑板上，用于当所述逆变电路过压或过载时，提供保护。
逆变保护电路主要由运放U1B、U1C，U12A，U24A、U24B、U24C及周边元件组成。它的任务是当逆变电路发生过压或过载时，关闭PWM驱动电路并通知CPU。CT1为电流传感器，UPS的输出电流经过③-②绕组流出，在④-①绕组中感应出负载检测电流，通过R21、R30形成生负载检测电压。显然，负载检测电压是正弦波性质的。该负载检测电压经接插件CN3/11、电阻R283后加至运放U1B的同相输入端⑤脚。运放U1B(TL074)及R14、R72构成同相输入放大器，将⑤脚输入的负载检测正弦波电压放大后分3路输出：1.一路负载检测电压经R16送入由U24B及周边元件构成的回差电压比较器，一旦逆变检测电压超过回差电压比较器的阀值，U24B①脚即输出高电平，送至脚，通知CPU发生过流。2.另一路负载检测电压经R15送入由U1C、D2等组成的精密检波器。送入的是正弦电压，输出的是由负半周检波得到的正值半波电压。检波器输出的电压送至反相器U24C，反相器同相输入端①脚接+5V，当逆变输出过流时，U24C⑧脚电压超过+5V，这时脚输出为低电平，将与门U11C、UD关闭，逆变电路停止输出而得到保护。3.第3路负载检测电压经R100隔离后送入运放U12A的反相输入端②脚，U12A及周边元件组成反相输入放大器，该反相输入放大器的放大倍数为1，主要是利用它的高输入阻抗低输出阻抗的特性，消除负载检测电压的加入对电路的影响。U12A①脚输出的负载检测电压经R103隔离后与差值正弦波相减，对差值正弦波进行补偿。负载越重，负载检测电压越高，补偿量越大。负载检测电压与反馈正弦波相配合，进一步提高了逆变输出电压的稳定度。电流传感器CT1的④-①绕组的方向决定了负载检测电压的极性，也就决定了这种补偿是相加还是相减，维修时一旦搞错，将破坏逆变输出电压的稳定性。
对于逆变输出过压检测具体为：逆变输出电压幅度检测电路输出电压的一路加至U24A④脚，U24A⑤脚由R312、R313分压定为4.5V，一旦逆变输出电压发生过压，U24A④脚电压即高于⑤脚电压，输出端②脚立即输出为0，将阀门控制电路U11C、U11D关闭，于是逆变电路停止工作。
对于负载检测采用的是精密检波器U1C输出的检波电压的幅度，反映了负载电流的大小，也就反映了负载的大小。此检波电压经R71、R250降压隔离后送入CPU④脚，CPU根据④脚电压的幅度来判别负载的百分比。D35是钳位二极管，防止检波电压超过5V。
本发明实施例还包括SPWM信号延迟输出电路，当脚输出低电平时，C108上端电压立即为0，使D01导通，阀门控制电路U11C、U11D被关闭。当脚输出高电平时，因C108数值较大，所以C108上的电压要延迟一段时间才能升高。C108上端电压升高后，D01截止，阀门控制电路U11C、U11D被开通，完成了逆变电路PWM信号延迟输出的过程。由此可见，阀门控制电路U11C、U11D的特性是迅速关闭而延时开通，这样可以保证SPWM电路的安全。
对于逆变电路的关闭具体为：当脚为低电平时，经R20把阀门控制电路U11C①脚脚拉低关闭，逆变电路随之关闭。脚为高电平时，U11C、U11D开通。
在上述实施例的基础上，所述PFC电路包括PFC信号模块和驱动模块，用于提升市电供电时的BUS电压。
PFC即功率因数校正，功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值，即功率因数 式中，I1表示交流输入市电的基波电流有效值；Irms表示交流输入市电电流的有效值；γ＝I1/Irms表示交流输入市电电流的波形畸变因数；表示交流输入市电的基波电压和基波电流的相位移因数。所以功率因数(PF)可以定义为交流输入市电电流的波形畸变因数γ与相位移因数的乘积。可见功率因数PF由电流失真系数γ和基波电压、基波电流相移因数决定。低，表示用电电器设备的无功功率大，电能利用率低。γ值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时，还会使用电设备损坏。传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流(即I1＝Irms或γ＝1)的条件下得到的，这样功率因数的定义就变成了
理想情况下，功率因数但通常PF都小于1。功率因数校正的作用，就是使电路的功率因数PF达到或者接近于1。这可以通过两个途径达到：1.使输入电压、输入电流同相位。此时＝1，所以PF＝γ。2.使输入电流正弦化。即Irms＝I1(谐波为零)，有I1/Irms＝1即；从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流的波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻。在实际电路中，往往把PFC电路设置在桥式整流输出至滤波电路之间。这时基准电压是m型半波波形，经PFC电路跟踪处理后的输入电流波形也是m型半波波形，但只要满足了输入电流的波形与输入电压(基准电压)的波形同频同相，就达到了功率因数校正的目的。
为了便于说明问题，电压Vin的波形与电流I的波形的纵轴采用了不同比例，以使它们能够重合。1、若以电压V的波形为基准，则电流I的波形错开了一定距离，即产生了相位差。观察V、I波形图可以发现，只要将虚线J-K、L-M之间的电流波形的幅度依照电压波形适当提升，而将虚线K-L、M-N之间的电流波形的幅度依照电压波形适当压缩，即可使电流波形与电压波形重合。根据相同原理，即便电流波形是非正弦波，也可以整形为正弦波，并与电压波形重合。2、L、VD、VT、R1、R2J及PFC控制器构成了PFC控制电路。PFC的采样及控制电路均设置在整流器BRI与滤波电容C2之间，这时PFC电路处理的波形为m型半波波形。若将PFC电路设置在滤波电容之后，这时电压电流已经是直流，失去校正的意义。VT为PFC开关管，它的开通与截止受PFC控制器的控制。当VT饱和导通时，相当于将L右端接地，这时将有较大电流流iPFC过L，但由于L的电感特性，此电流只能逐渐增大。随后VT截止关闭，电感L中的能量维持iPFC电流继续流动，经VD对C2充电，此电流逐渐减小。受PFC控制电路的控制，PFC开关管不断反复开、闭，在负载两端生成输出电压。如果PFC开关管VT导通时间较长，L中电流较大，L中积蓄的能量较多，则当VT截止时L中维持的电流就较大。反之，若VT导通时间较短，则L中积蓄的能量就较少，当VT截止时L维持的电流也较小。可见控制VT开通时间的长短，即可控制电路中电流的大小，所以只要按照输入电压的规律来控制PFC开关管的开通与截止，就可以使输入电流与输入电压很好的通频同相，提高电路的功率因数。另外，当VT开通时，L两端的电压极性为左正右负。此时VD正端为低，处于截止状态，C2两端的电压不会经VT泻放。而当VT截止时，L两端电压极性反转，为左负右正，此时L两端的感生电压与整流器的输出电压相串联，通过VD对C2充电。结果C2两端的电压高于整流器输出的电压。因此这种结构的PFC电路具有升压功能。在不间断中，PFC电路一方面要担任校正功率因数的任务，另一方面还要担任升压的任务。从前面所述我们知道，PFC电流跟踪的过程中就有升压的功能。因此，在不间断中，对输入的市电进行了采样，并据此控制PFC电流，使得到的电压升压，结果既校正了功率因数，又实现了升压的目的，可谓一举两得。
一般的PFC电路设置在整流电路与滤波电路之间，而不间断的PFC电路设置在市电输入至全波整流电路之间，即交流侧。这样设置的原因，是因为不间断的市电供电是单相交流输入，经整流滤波后只能得到约310V的直流电压，要产生±400V左右的BUS电压，交流市电必须升压。若像通常的PFC电路那样设置在全波整流电路与滤波电路的之间，势必要设置一正一负两套PFC电路，为了保证两套PFC电路具有相同的升压能力，这就需要考虑两套PFC电路的相互协调，使得电路繁杂。而设置在交流侧就只需要设置一套PFC电路，使电路大为简化。在不间断中，并未使用PFC专用芯片如UC3854等，而是采用了常见的开关电源PWM芯片UC3843。
本发明实施例还包括波形变换电路。PFC电路的作用是在市电状态下，根据市电和±BUS电压的幅度变化，产生相应的控制脉冲，通过PFC功率管调整市电输入电流的大小。CPU根据检测到的市电输入电压和输入电流以及±BUS电压的数据，从脚输出相应的方波脉冲串，脉冲串中的脉冲宽度是变化的，代表了CPU的控制信息。但是后面的PFC控制电路不能直接处理CPU输出的幅度恒定宽度变化的电压波形，必须将其转换为幅度变化的电压波形。为此，将脚输出的脉冲串加至由U22B及周边元件构成的二阶滤波器，从二阶滤波器出来后就变成了正弦波信号，它的幅度变化代表了CPU的控制信息。
本发明实施例提供的PFC小板由U401、U402，Q401、Q402及周边元件组成。二阶滤波器输出的正弦信号经接插件CN1/1，CN10/1加至三极管Q402的基极，Q402基极接有由R401，R412组成的分压器，将+5V电压分出约0.5V给Q402基极，作为偏置电压。二阶滤波器输出的电压超过0.5V时Q402即饱和，将U401①脚接地，于是U401关闭，输出端⑥脚所接的PFC功率管Q14也关闭。当二阶滤波器输出的电压低于0.5V时，Q402截止，U401开通，输出端⑥脚所接的PFC功率管Q14也开通。由于二阶滤波器输出电压的幅度随±BUS电压而变化，所以U401开通的时间也随之变化。由上述过程可见，脚输出脉冲宽度的变化，在二阶滤波器中变成了幅度的变化，经过U401以后，又变成了PFC功率管开通与截止时间的变化，实现了CPU对PFC功率管的控制。
对于PFC的过流保护，具体为：PFC功率管Q14流过的电流与市电的输入电流属于同一数量级，一旦失控，将造成电路器件的损坏。为此设置了PFC过流保护电路。PFC过流保护电路由PFC过流检测传感器CT2及周边元件组成。CT2初级串接在PFC功率电路中，PFC电路工作时，次级感应出的电压经D24滤波加至R71上，形成过流检测电压，并加至U401③脚。PFC电路一旦发生过流，R71上的电压升高，使U401③脚电压超过内部电流采样比较器的基准电压(1V)，U401即关闭。D24整流后不经滤波，保留了波形中的突波部分，使保护更加灵敏。
对于PFC电路的关闭，具体为：电池状态时，PFC电路需要关闭。此时脚输出高电平，经R305，接插件CN1/7，CN12/2，R406，R410加至U401②脚，使U401内部误差放大器输出为0，于是内部电流采样比较器的基准电压为0，结果U401被关闭。与此同时，脚送出的关闭信号还经R305送至比较器U402A的反相输入端②脚，只要②脚电压超过③脚电压，U402A输出端①脚即为低电平，同样使U401内部的电流采样比较器的基准电压为0，也使U401关闭。由于PFC电路采用了双重关闭措施，所以关闭十分可靠。
本发明实施例优选的还提供了斜坡补偿，图6是本发明实施例提供斜坡补偿电路及波形，如图6所示，由UC3843的工作原理可知，开关电源中开关管的导通是UC3843⑧脚的5V稳定电压通过R407对C407充电所至，而开关管的截止是UC3843③脚采样电流升高至1V所至。开关管开通后，漏-源(或集-射)电流呈线性增加，开关管发射极电阻R1上的电流采样电压呈线性升高，当电流采样电压达到触发电平时，开关电源即由导通翻转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。电流采样电压波形的上升部分对应于占空比的占用部分，电流采样电压波形的下降部分对应于占空比的空置部分。当占空比大于50％时，电流采样电压波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。当平缓斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻有一个干扰脉冲出现，开关电源即提前截止，造成开关电源工作的不稳定。
具体的斜坡补偿电路为了保证在占空比大于50％时开关电源能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿。斜坡补偿又称斜率补偿，有多种方式。本书有关电路采用的是将定时电容的充放电波形与电流采样电压的波形相叠加的方法。Q401为斜坡补偿三极管。Q401集电极接至U401⑧脚提供的+5V稳定电压。基极接至U401④脚。Q401发射极经电阻R411、R403接至U401③脚，显然，Q401接成射极输出器的形式。C407的充放电波形送入Q401基极，从发射极输出，经R411、R403耦合后，与功率管发射极送入U401③脚的电流采样电压相叠加。C407充放电波形与电流采样电压波形相叠加时，在t1时刻，两条曲线都为0，相叠加后的幅度也为0。而在t2时刻，两条曲线相叠加后的幅度大大增加，整个曲线的斜坡坡度增大。补偿前接近触发电平时的斜坡曲线是平缓的，补偿后接近触发电平时的斜坡曲线是急速上升的，可明显看出，在同样位置同样幅度的干扰脉冲，已不能使开关电源提前截止，从而有效的保证了开关电源稳定的工作。
具体的PFC电路中，市电相线经PFC电感L1进入由D10、D11，C13、C12组成的全波整流滤波电路，PFC电路只是控制市电电流的大小，并未切断市电通路，不影响整流电路的基本功能。驱动小板输出的PFC控制信号送至PFC开关管Q14栅极。D23是Q14的加速二极管，使Q14关闭时基极电荷能快速泄放掉。R61可以限制泄放电流的大小。R68为Q14的阻尼电阻，防止Q14可能产生的自激振荡。R58是栅负压电阻，当Q14截止时，驱动小板输出的是负电压，电流由Q14S极→R58→Q14G极，在R58上产生上正下负的电压，将Q14G极拉负，使Q14深度截止，消除了误导通的可能性。R5、C14组成整流桥堆REC1的吸收电路，用以避免尖峰电压造成的损坏。REC1是桥式整流模块，在这里起极性校正作用，它可以保证无论是输入市电正半周还是负半周，PFC电流都由Q14的D极流向S极。与前述过程一样，由于市电输入电路中串有PFC电感L1，所以，控制送入Q14栅极脉冲的宽度，即可控制流过L1电流的大小，使其与输入的市电电压波形保持良好跟踪。同时，也正是因为市电输入回路中串有L1，所以送入由D10、D11构成的全波整流电路中的电压能够高于市电电压，经整流滤波后得到的直流电压也得到提升，所以这中结构又称BOOST电路，即升压型直流变换电路。我们知道，在一般情况下，经全波整流和滤波后，只能得到约310V的直流电压。而在不间断中，经PFC电路升压后可得到约400V的直流电压，两组滤波电容串联后即可得到±400V的±BUS电压，与升压电路输出的直流电压相当。在实际工作时，输入的市电电压幅度可能有波动，这将引起±BUS电压的波动。为了保证电路在市电状态下工作时±BUS电压的稳定性，CPU将实时检测±BUS电压，以±BUS电压幅度的变化来调整脚输出的脉冲宽度，从而调整PFC电流的大小，最终使得±BUS电压能够保持稳定。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (7)

1.一种输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，包括：
单进单出在线式正弦高频机，所述单进单出在线式正弦高频机机内包括主板印制板、电脑板印制板、充电板印制板以及若干块小印制板；
其中，单进单出在线式正弦高频机电路包括：升压电路、充电电路、逆变电路、电脑版电路、市电整流电路、PFC电路、输出电路以及电源电路；
所述电脑版电路用于发送控制指令，控制各个电路工作；
所述升压电路用于接受所述控制指令，对电池电压进行升压；
所述逆变电路用于接受所述控制指令，进行逆变操作，并提供正弦波输出电压；
所述充电电路用于进行充电操作；
所述市电整流电路用于对输入的市电进行整流；
所述PFC电路用于提高机器的功率因数，并提升市电供电时的BUS电压；
所述电源电路用于提供电池能量。
2.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述电源电路包括开关电源模块，所述开关电源模块制作在所述小印制板上。
3.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述升压电路包括升压驱动电路和升压功率电路。
4.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述逆变电路包括逆变驱动电路和逆变功率电路。
5.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
市电电压和逆变电压检测电路，用于检测市电输入电压和逆变输出电压的频率、相位以及幅度。
6.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置还包括：
逆变保护电路，所述逆变保护电路设置在所述电脑板上，用于当所述逆变电路过压或过载时，提供保护。
7.根据权利要求1所述的输出功率为1KVA的不间断电源高频化实现装置，其特征在于，所述PFC电路包括PFC信号模块和驱动模块，用于提升市电供电时的BUS电压。
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