CN109617076A - 用于改善pcc处电能质量的电压检测型有源滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，包括：电力电子变流器、LCL滤波电路、直流侧电容、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路、PCC处电压和过零检测电路及处理器；处理器分别与电力电子变流器、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路及PCC处电压和过零检测电路相连接；电力电子变流器分别与LCL滤波电路及直流侧电容相连接，LCL滤波电路与网侧电流检测接口电路相连接；直流侧电容与直流侧电压检测接口电路相连接。本发明仅提取PCC处谐波电压而不提取电流，简化了硬件结构，提高影响速度，能够做到消除指定次谐波电压；控制简单、方法合理、操作简便，可以实时地进行电网补偿。

Description

用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器
技术领域
本发明电力系统的滤波技术领域，特别是一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器。
背景技术
电能质量问题一直是电力系统的热点之一。随着电力系统中非线性负载的激增，谐波电流和电压畸变问题也变得更加突出。有源电力滤波器作为解决谐波问题的有效方法之一，被广泛运用于电力系统中。从接入电网的方式上分为串联型和并联型两类。目前，并联型应用较为广泛。传统的并联型有源滤波器通过检测负载的谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等、极性相反的补偿电流，从而使负载电流只含基波分量。
但是随着负载电力电子化态势的加重，导致配电网中非线性的负载具有多而分散的特性，显然基于电流检测方式的有源电力滤波器无论是从补偿效果方面还是经济性方面皆已不适用，且在电网电压大小、频率及相位发生波动时难以快速正确地提取出谐波电压，控制方法复杂。
发明内容
本发明针对上述现有技术中的缺陷，提出了如下技术方案。
一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，所述有源滤波器包括：电力电子变流器、LCL滤波电路、直流侧电容、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路、PCC处电压和过零检测电路及处理器；所述处理器分别与所述电力电子变流器、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路及PCC处电压和过零检测电路相连接；所述电力电子变流器分别与所述LCL滤波电路及直流侧电容相连接，所述LCL滤波电路与所述网侧电流检测接口电路相连接；所述直流侧电容与所述直流侧电压检测接口电路相连接。
更进一步地，所述处理器包括谐波电压提取模块、谐波电压控制模块和补偿电流控制模块；所述谐波电压提取模块分别与PCC处电压和过零检测电路及谐波电压控制模块相连接，所述谐波电压提取模块用于通过PCC处电压和过零检测电路的检测得到的PCC处电压提取出指定次谐波分量；所述谐波电压控制模块用于通过谐波电压提取模块提取出的电压谐波分量得到所需各次谐波补偿电流指令，并将所述各次谐波补偿电流指令发送至所述补偿电流控制模块，所述补偿电流控制模块分别与所述网侧电流检测接口电路和直流侧电压检测接口电路相连接。
更进一步地，所述补偿电流控制模块将所述各次谐波补偿电流指令转换为电力电子变流器的三相电压指令。
更进一步地，所述谐波电压提取模块基于改进的滑窗离散傅里叶变换(SDFT)的进行谐波电压的提取。
更进一步地，所述谐波电压的提取包括：
(1)通过PCC处电压和过零检测电路得到三路电压脉冲信号，每路电压脉冲信号的上升沿和下降沿皆与对应相交流电压的过零时刻同步；使用三个时间计数器，每上升沿或下降沿时刻对所述三个计数器清零，并在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻记录计数器值，并通过下式
计算得到基波电压角频率，Nup、Ndown分别表示上升沿和下降沿时刻的计数器值，Tc表示单位计数器值所对应时间；
(2)通过PCC处电压和过零检测电路对电网三相交流电压uA、uB、uC进行信号采集，经Clarke变换将其变换为两相交流电压uα、uβ用于进行SDFT；以Ts的恒定周期对其采样时，通过下式
θ1(k)＝θ1(k-1)+ωsTs
更新一次基波电压相位，k表示当前时刻；计算得到uα(k)·cosθn(k)、uα(k)·sinθn(k)、uβ(k)·cosθn(k)、uβ(k)·sinθn(k)，并与θ1(k)一起分别存储到table_Anα、table_Bnα、table_Anβ、table_Bnβ、table_θ数据库中的第Pend单元，Pend为数据库中当前时刻对应单元的地址，也是进行DFT所需数组的末地址，通过下式
θn(k)＝n·θ1(k)
计算得到n次谐波电压相位；
(3)通过下式
计算得到当前时刻的Anα、Bnα、Anβ、Bnβ，P1old是前一时刻(k-1)时刻的P1值，P1是进行DFT所需数组的首地址，P1应满足如下条件
θTR＝table_θ(Pend)-table_θ(P1)∈[2π-(ωN+0.5ωsmax)Ts，2π-(ωN-0.5ωsmax)Ts]
θTR是用于进行DFT所需首末地址指向基波相位之差；
若P1不满足该条件，须通过调整P1，使其满足该条件，ωN为电网的额定角频率，ωsmax为实际电网角频率的最大值；
通过下式
θTR＞(2π-ωNTs)时，
θTR＜(2π-ωNTs)时，
计算得到A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ，使DFT的积分时间范围达到一周期，以便抑制频谱泄露；A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ分别是Anα、Bnα、Anβ、Bnβ的修正值；
(4)通过下式
计算得到Unα-real、Unα-umag、Unβ-real、Unβ-imag，其中，Unα-real、Unα-imag分别为uα的n次谐波分量的实部和虚部，Unβ-real、Unβ-imag分别为uβ的n次谐波分量的实部和虚部；
通过下式
计算得到Unα、Unβ、φnα、φnβ，其中，Unα、φnα分别为uα的n次谐波分量的峰值和初相角，Unβ、φnβ分别为uβ的n次谐波分量的峰值和初相角，φoffset为考虑ωs与实际电网角频率不同引起的θn的积累误差，而添加的修补项，其值通过下式
φoffset＝θn(k)-N(k)·nωsTc
计算得到，N(k)为k时刻有关A相的计数器值，且φoffset的计算仅在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿出现过后的第一次采样时刻进行即可；
(5)通过下式
综合n次谐波电压的α、β相，得到n次谐波电压的峰值和初相角，上述初相角公式中的±，当n为1、7、13、19时取正号+，而当n为5、11、17时取负号﹣；
通过下式
计算得到当前时刻n次谐波电压的相位，φn(k)与φn(k-1)表示当前以及前一时刻的n次谐波电压初相角，且分别在A相电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻置其为φn和π+φn。
本发明的所述谐波电压的提取方法，解决现有技术中的当电网频率发生波动时，传统方法中的N(一个基波周期内插入的采样次数)的取值不能太大(从减小栅栏效应角度看，希望N越大越好)。这是因为N取值很大且电网频率波动较大时，很容易导致在一个基波周期内采样不到N次，导致无法进行离散傅里叶计算，甚至可能会导致发散。而本发明的方法无此限制，即可用于宽广范围频率波动下的谐波电压提取场合。本发明的方法比起传统的SDFT，在电网频率发生波动开始到正确提取谐波电压的过程中的提取误差方面，会有明显的减小。
而传统的SDFT，只考虑在单相电压信号中提取指定次谐波电压，而未考虑三相对称的电网电压信息。本发明方法在充分考虑到含有谐波成分的对称电网电压特性的基础上，综合了两相静止坐标系(α-β坐标系)下得到的谐波电压幅值和相位，目的是能够进一步提升提取精度。
更进一步地，所述谐波电压控制模块基于无稳态误差的旋转极坐标系下的谐波电压PI控制方法得到所需各次谐波补偿电流指令。
更进一步地，所述谐波电压PI控制方法包括：
(1)将得到的n次谐波电压的峰值Un取负后，作为偏差接入PI控制器，PI控制器的输出即n次谐波补偿电流的峰值通过下式
计算得到，Kp、Ki为PI控制器的比例、积分系数，利用下式
Kp＝C1ωc Ki≤ωc 2/5
设定后，综合分析n次谐波电压的阶跃响应特性和对电网谐波源的抗干扰特性的基础上，通过调整ωc值得到适合的Kp、Ki，C1为PCC节点处的并联电容值，ωc为由PI控制器和C1传递函数串联后的穿越角频率；
(2)利用n次谐波电压的相位通过下式
计算得到两相静止坐标系下的n次谐波补偿电流作为各次谐波补偿电流指令。
更进一步地，所述补偿电流控制模块根据各次谐波补偿电流指令产生电力电子变流器的PWM信号，用于给电网注入所需补偿电流，具体步骤如下：将直流侧电容电压给定值和其实际值Udc相减经过直流母线电压控制器得到令根据由ωs进行积分得到的φ1，对进行park反变换得到两相基波电流指令值分别在A相脉冲电压的上升沿和下降沿时刻置φ1为0和π，将得到的和相加得到总补偿电流指令值，并与对电流检测实际值进行Clarke变换得到的iα、iβ进行电流闭环控制，通过电流控制器得到电力电子变流器的三相电压指令，电流控制器可以采用电流滞环控制、PI控制、PR(比例谐振)控制等常规控制方式。
本发明的技术效果为：
本发明仅提取PCC处谐波电压而不提取电流，简化了硬件结构，提高影响速度，从而可以对PCC处谐波电压进行高效治理，避免了远距离的电流信号测量，有效节约成本；对基于SDFT的谐波提取方法进行了改进，即使电网电压大小、频率及相位发生波动，也能够快速正确地提取出谐波电压；通过谐波电压PI控制，能够做到完全消除指定次谐波电压；控制简单、方法合理、操作简便，可以实时地进行电网补偿。
附图说明
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显。
图1是本发明的一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器的结构图；
图2是以A相为例的PCC处电压、过零检测电路输出信号及时间计数器波形；
图3是电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻的中断响应程序流程图；
图4是定时器中断响应程序流程图；
图5是数据库结构及进行DFT所需数组的首末地址关系示意图；
图6是谐波电压控制系统框图；
图7是补偿电流控制系统框图；
图8是当过零检测过后电网频率由50Hz突变到49.5Hz时候，一个基波周期内两种方法的对比图；以及
图9是5次谐波电压的仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
图1示出了本发明的一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，有源滤波器包括：电力电子变流器、LCL滤波电路、直流侧电容、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路、PCC处电压和过零检测电路及处理器；处理器分别与电力电子变流器、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路及PCC处电压和过零检测电路相连接；电力电子变流器分别与LCL滤波电路及直流侧电容相连接，LCL滤波电路与网侧电流检测接口电路相连接；直流侧电容与直流侧电压检测接口电路相连接。
如图1所示，处理器包括谐波电压提取模块、谐波电压控制模块和补偿电流控制模块；谐波电压提取模块分别与PCC处电压和过零检测电路及谐波电压控制模块相连接，谐波电压提取模块用于通过PCC处电压和过零检测电路的检测得到的PCC处电压提取出指定次谐波分量；谐波电压控制模块用于通过谐波电压提取模块提取出的电压谐波分量得到所需各次谐波补偿电流指令，并将各次谐波补偿电流指令发送至补偿电流控制模块，补偿电流控制模块分别与网侧电流检测接口电路和直流侧电压检测接口电路相连接。本发明的处理器可以是专用的处理器，即在处理器设计时其包括了谐波电压提取模块、谐波电压控制模块和补偿电流控制模块，该处理器可以是通过FPGA技术等技术设计的。
本发明中，补偿电流控制模块将各次谐波补偿电流指令转换为电力电子变流器的三相电压指令，通过该指令进行电网的补偿。
在本发明的一个实施例中，谐波电压提取模块基于改进的滑窗离散傅里叶变换(SDFT)的进行谐波电压的提取。
检测PCC处三相电压uA、uB、uC，且对其进行Clarke变换得到两相电压uα、uβ，对该两相电压分别进行改进的SDFT，再综合两相谐波电压的峰值和初相位，得到实时的谐波电压幅值Un和相位φn，谐波电压提取方法具体步骤如下：
图2为以A相为例的PCC处电压、过零检测电路输出信号及时间计数器波形，如图2所示，每次三相电压过零时刻，利用过零检测电路使其输出反转的电压脉冲信号。
(1)通过PCC处电压和过零检测电路得到三路电压脉冲信号，每路电压脉冲信号的上升沿和下降沿皆与对应相交流电压的过零时刻同步；使用三个时间计数器，每上升沿或下降沿时刻对三个计数器清零，并在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻记录计数器值，并通过下式
计算得到基波电压角频率，Nup、Ndown分别表示上升沿和下降沿时刻的计数器值，Tc表示单位计数器值所对应时间；该步骤如图3所示，图3也是为对应电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻的中断响应程序流程图。
(2)通过PCC处电压和过零检测电路对电网三相交流电压uA、uB、uC进行信号采集，经Clarke变换将其变换为两相交流电压uα、uβ用于进行SDFT；以Ts的恒定周期对其采样时，通过下式
θ1(k)＝θ1(k-1)+ωsTs
更新一次基波电压相位，k表示当前时刻；计算得到uα(k)·cosθn(k)、uα(k)·sinθn(k)、uβ(k)·cosθn(k)、uβ(k)·sinθn(k)，并与θ1(k)一起分别存储到table_Anα、table)Bnα、table_Anβ、table_Bnβ、table_θ数据库中的第Pend单元，Pend为数据库中当前时刻对应单元的地址，也是进行DFT所需数组的末地址，通过下式
θn(k)＝n·θ1(k)
计算得到n次谐波电压相位；该步骤如图4所示，图4也为周期为Ts的定时器中断响应程序流程图。
(3)通过下式
计算得到当前时刻的Anα、Bnα、Anβ、Bnβ，P1old是前一时刻(k-1)时刻的P1值，P1是进行DFT所需数组的首地址，P1应满足如下条件
θTR＝table_θ(Pend)-table_θ(P1)∈[2π-(ωN+0.5ωsmax)Ts，2π-(ωN-0.5ωsmax)Ts]
θTR是用于进行DFT所需首末地址指向基波相位之差；
若P1不满足该条件，须通过调整P1，使其满足该条件，ωN为电网的额定角频率，ωsmax为实际电网角频率的最大值；图5为当采样周期为100μs、额定频率为50Hz时的数据库结构及进行DFT所需数组的首末地址关系示意图，考虑到电网频率波动，数据库长度设定为240。
通过下式
θTR＞(2π-ωNTs)时，
θTR＜(2π-ωNTs)时，
计算得到A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ，使DFT的积分时间范围达到一周期，以便抑制频谱泄露；A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ分别是Anα、Bnα、Anβ、Bnβ的修正值；
(4)通过下式
计算得到Unα-real、Unα-imag、Unβ-real、Unβ-imag，其中，Unα-real、Unα-imag分别为uα的次谐波分量的实部和虚部，Unβ-real、Unβ-imag分别为uβ的n次谐波分量的实部和虚部；
通过下式
计算得到Unα、Unβ、φnα、φnβ，其中，Unα、φnα分别为uα的n次谐波分量的峰值和初相角，Unβ、φnβ分别为uβ的n次谐波分量的峰值和初相角，φoffset为考虑ωs与实际电网角频率不同引起的θn的积累误差，而添加的修补项，其值通过下式
φoffset＝θn(k)-N(k)·nωsTc
计算得到，N(k)为k时刻有关A相的计数器值，且φoffset的计算仅在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿出现过后的第一次采样时刻进行即可；
(5)通过下式
综合n次谐波电压的α、β相，得到n次谐波电压的峰值和初相角，计算得到n次谐波分量的峰值和初相角，上述初相角公式中的±，当n为1、7、13、19等数值时取正号+，而当n为5、11、17等数值时取负号﹣；
通过下式
计算得到当前时刻n次谐波电压的相位，φn(k)与φn(k-1)表示当前以及前一时刻的n次谐波电压初相角，且分别在A相电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻置其为φn和π+φn。
本发明一个实施例中，谐波电压控制模块基于无稳态误差的旋转极坐标系下的谐波电压PI控制方法得到所需各次谐波补偿电流指令。
下面结合图6对谐波电压控制方法作进一步解释，本发明一种能够实现无稳态误差的旋转极坐标系下的谐波电压PI控制方法，谐波电压PI控制方法包括：
(1)将得到的n次谐波电压的峰值Un取负后，作为偏差接入PI控制器，PI控制器的输出即n次谐波补偿电流的峰值通过下式
计算得到，Kp、Ki为PI控制器的比例、积分系数，利用下式
Kp＝C1ωc Ki≤ωc 2/5
设定后，综合分析n次谐波电压的阶跃响应特性和对电网谐波源的抗干扰特性的基础上，通过调整ωc值得到适合的Kp、Ki，C1为PCC节点处的并联电容值，ωc为由PI控制器和C1传递函数串联后的穿越角频率；
(2)利用n次谐波电压的相位通过下式
计算得到两相静止坐标系下的n次谐波补偿电流作为各次谐波补偿电流指令。
图7示出了补偿电流控制系统框图，补偿电流控制模块根据各次谐波补偿电流指令产生电力电子变流器的PWM信号，用于给电网注入所需补偿电流，具体步骤如下：将直流侧电容电压给定值和其实际值Udc相减经过直流母线电压控制器得到令根据由ωs进行积分得到的φ1，对进行park反变换得到两相基波电流指令值 分别在A相脉冲电压的上升沿和下降沿时刻置φ1为0和π，将得到的和 相加得到总补偿电流指令值，并与对电流检测实际值进行Clarke变换得到的iα、iβ进行电流闭环控制，通过电流控制器得到电力电子变流器的三相电压指令，电流控制器可以采用电流滞环控制、PI控制、PR(比例谐振)控制等常规控制方式。
技术效果的仿真验证，图8为当过零检测过后电网频率由50Hz突变到49.5Hz时候，一个基波周期内两种方法的对比图。图中，余弦波形为用于傅里叶计算的Vcos(5θ)的误差(理想值-实际值)变化曲线，正弦波形为Vsin(5θ)的误差变化曲线；实线为改进的SDFT，虚线为传统的SDFT。该仿真环境为电网电压中含有基波(有效值220V，初相位0°)和5次谐波(有效值10V，初相位0°)。从对比仿真可以看出，电压频率波动开始的过渡过程中，本发明的提取方法的误差明显小于传统SDFT，进而可知提取的谐波电压误差将会更小。
图9为当电网频率分别在30ms和130ms处由50Hz变到48Hz和45Hz时候的5次谐波电压的仿真结果。仿真结果分别给出了含有5次、7次谐波的三相电网电压、对其进行Clarke变换后的两相电网电压以及5次谐波电压幅值和初相位等波形。可知即使电网电压发生较大频率波动也能够尽快正确提取出所需谐波电压的幅值和相位。
最后所应说明的是：以上实施例仅以说明而非限制本发明的技术方案，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围的任何修改或局部替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (8)

1.一种用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述有源滤波器包括：电力电子变流器、LCL滤波电路、直流侧电容、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路、PCC处电压和过零检测电路及处理器；所述处理器分别与所述电力电子变流器、网侧电流检测接口电路、直流侧电压检测接口电路及PCC处电压和过零检测电路相连接；所述电力电子变流器分别与所述LCL滤波电路及直流侧电容相连接，所述LCL滤波电路与所述网侧电流检测接口电路相连接；所述直流侧电容与所述直流侧电压检测接口电路相连接。
2.根据权利要求1所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述处理器包括谐波电压提取模块、谐波电压控制模块和补偿电流控制模块；所述谐波电压提取模块分别与PCC处电压和过零检测电路及谐波电压控制模块相连接，所述谐波电压提取模块用于通过PCC处电压和过零检测电路的检测得到的PCC处电压提取出指定次谐波分量；所述谐波电压控制模块用于通过谐波电压提取模块提取出的电压谐波分量得到所需各次谐波补偿电流指令，并将所述各次谐波补偿电流指令发送至所述补偿电流控制模块，所述补偿电流控制模块分别与所述网侧电流检测接口电路和直流侧电压检测接口电路相连接。
3.根据权利要求2所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述补偿电流控制模块将所述各次谐波补偿电流指令转换为电力电子变流器的三相电压指令。
4.根据权利要求1所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述谐波电压提取模块基于改进的滑窗离散傅里叶变换的进行谐波电压的提取。
5.根据权利要求4所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述谐波电压的提取包括：
(1)通过PCC处电压和过零检测电路得到三路电压脉冲信号，每路电压脉冲信号的上升沿和下降沿皆与对应相交流电压的过零时刻同步；使用三个时间计数器，每上升沿或下降沿时刻对所述三个计数器清零，并在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻记录计数器值，并通过下式
计算得到基波电压角频率ωs，Nup、Ndown分别表示上升沿和下降沿时刻的计数器值，Tc表示单位计数器值所对应时间；
(2)通过PCC处电压和过零检测电路对电网三相交流电压uA、uB、uC进行信号采集，经Clarke变换将其变换为两相交流电压uα、uβ用于进行SDFT；以Ts的恒定周期对其采样时，通过下式
θ1(k)＝θ1(k-1)+ωsTs
更新一次基波电压相位，k表示当前时刻；计算得到uα(k)·cosθn(k)、uα(k)·sinθn(k)、uβ(k)·cosθn(k)、uβ(k)·sinθn(k)，并与θ1(k)一起分别存储到table_Anα、table_Bnα、table_Anβ、table_Bnβ、table_θ数据库中的第Pend单元，Pend为数据库中当前时刻对应单元的地址，也是进行DFT所需数组的末地址，通过下式
θn(k)＝n·θ1(k)
计算得到n次谐波电压相位；
(3)通过下式
计算得到当前时刻的Anα、Bnα、Anβ、Bnβ，P1old是前一时刻(k-1)时刻的P1值，P1是进行DFT所需数组的首地址，P1应满足如下条件
θTR＝table_θ(Pend)-table_θ(P1)∈[2π-(ωN+0.5ωsmax)Ts，2π-(ωN-0.5ωsmax)Ts]
θTR是用于进行DFT所需首末地址指向基波相位之差；
若P1不满足该条件，须通过调整P1，使其满足该条件，ωN为电网的额定角频率，ωsmax为实际电网角频率的最大值；
通过下式
θTR＞(2π-ωNTs)时，
θTR＜(2π-ωNTs)时，
计算得到A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ，使DFT的积分时间范围达到一周期，以便抑制频谱泄露；A′nα、B′nα、A′nβ、B′nβ分别是Anα、Bnα、Anβ、Bnβ的修正值；
(4)通过下式
计算得到Unα-real、Unα-imag、Unβ-real、Unβ-imag，其中，Unα-real、Unα-imag分别为uα的n次谐波分量的实部和虚部，Unβ-real、Unβ-imag分别为uβ的n次谐波分量的实部和虚部；
通过下式
计算得到Unα、Unβ、φnα、φnβ，其中，Unα、φnα分别为uα的n次谐波分量的峰值和初相角，Unβ、φnβ分别为uβ的n次谐波分量的峰值和初相角，φoffset为考虑ωs与实际电网角频率不同引起的θn的积累误差，而添加的修补项，其值通过下式
φoffset＝θn(k)-N(k)·nωsTc
计算得到，N(k)为k时刻有关A相的计数器值，且φoffset的计算仅在各路电压脉冲信号的上升沿和下降沿出现过后的第一次采样时刻进行即可；
(5)通过下式
综合n次谐波电压的α、β相，得到n次谐波电压的峰值和初相角，上述初相角公式中的±，当n为1、7、13、19时取正号+，而当n为5、11、17时取负号﹣；
通过下式
计算得到当前时刻n次谐波电压的相位，φn(k)与φn(k-1)表示当前以及前一时刻的n次谐波电压初相角，且分别在A相电压脉冲信号的上升沿和下降沿时刻置其为φn和π+φn。
6.根据权利要求5所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述谐波电压控制模块基于无稳态误差的旋转极坐标系下的谐波电压PI控制方法得到所需各次谐波补偿电流指令。
7.根据权利要求6所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述谐波电压PI控制方法包括：
(1)将得到的n次谐波电压的峰值Un取负后，作为偏差接入PI控制器，PI控制器的输出即n次谐波补偿电流的峰值通过下式
计算得到，Kp、Ki为PI控制器的比例、积分系数，利用下式
Kp＝C1ωc Ki≤ωc 2/5
设定后，综合分析n次谐波电压的阶跃响应特性和对电网谐波源的抗干扰特性的基础上，通过调整ωc值得到适合的Kp、Ki，C1为PCC节点处的并联电容值，ωc为由PI控制器和C1传递函数串联后的穿越角频率；
(2)利用n次谐波电压的相位通过下式
计算得到两相静止坐标系下的n次谐波补偿电流作为各次谐波补偿电流指令。
8.根据权利要求7所述的用于改善PCC处电能质量的电压检测型有源滤波器，其特征在于：所述补偿电流控制模块根据各次谐波补偿电流指令产生电力电子变流器的PWM信号，用于给电网注入所需补偿电流，具体步骤如下：将直流侧电容电压给定值和其实际值Udc相减经过直流母线电压控制器得到令根据由ωs进行积分得到的φ1，对 进行park反变换得到两相基波电流指令值分别在A相脉冲电压的上升沿和下降沿时刻置φ1为0和π，将得到的和相加得到总补偿电流指令值，并与对电流检测实际值进行Clarke变换得到的iα、iβ进行电流闭环控制，通过电流控制器得到电力电子变流器的三相电压指令。
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