CN109565249A - 用于根据模拟信号生成数字信号的方法以及变频器 - Google Patents

Abstract

一种用于根据模拟信号（UM）生成数字信号（D(i)）的方法，所述方法具有如下步骤：‑借助于变频器（1）来生成经脉冲宽度调制的激励信号（UA），其中经脉冲宽度调制的激励信号（UA）在脉冲宽度调制的数目为n个周期（P1至Pn）内生成，使得经脉冲宽度调制的激励信号（UA）在相应的周期（P1至Pn）内的信号变化过程相同，‑给负载（2）加载激励信号（UA），‑借助于Sigma‑Delta调制器（3），根据所要测量的模拟信号（UM）来生成具有预先给定的比特重复时长的比特流（BS(i,j)），其中所要测量的模拟信号（UM）取决于激励信号（UA）和负载（2），其中在经脉冲宽度调制的激励信号（UA）的相应的周期（P至Pn）内，生成和存储数目为m个具有预先给定的比特重复时长的比特（B(i,j)），而且‑将相应的周期的对应的比特（B(i,j)）相加来形成数字信号（D(i)）。

Description

用于根据模拟信号生成数字信号的方法以及变频器

技术领域

本发明涉及一种用于根据模拟信号生成数字信号的方法和一种变频器。

发明内容

本发明所基于的任务在于：提供一种用于根据模拟信号生成数字信号的方法和一种变频器，所述方法和变频器能够实现：同时在成本低的情况下以高的时间分辨率来检测模拟信号。

本发明通过根据权利要求1所述的用于根据模拟信号生成数字信号的方法和根据权利要求6所述的变频器来解决该任务。

按照本发明的用于根据模拟信号生成数字信号的方法具有如下步骤：

常规地，借助于变频器来生成经脉冲宽度调制的激励信号，例如其方式是适当地激励变频器的桥式电路。就这方面来说也应参阅有关的专业文献。

经脉冲宽度调制的激励信号在脉冲宽度调制的数目为n（n = 2, 3, ...）个周期内生成，使得该经脉冲宽度调制的激励信号在相应的周期内的信号变化过程相同。经脉冲宽度调制的激励信号例如可以在脉冲宽度调制的数目为n个周期内生成，使得在这些周期之内的占空比相同。数目n例如可以在128与32768之间而且可取决于数字信号的所希望的振幅分辨率。

给电负载加载激励信号。如果激励信号例如是经脉冲宽度调制的电压，则将电压施加给负载。

常规地，借助于Sigma-Delta调制器（Σ-Δ调制器），根据所要测量的模拟信号来生成具有预先给定的、尤其是恒定的比特重复时长的比特流。在这种情况下，所要测量的模拟信号取决于激励信号和负载2的电特性，例如取决于负载的阻抗。在经脉冲宽度调制的激励信号的n个周期中的每个周期期间，借助于Sigma-Delta调制器来生成和存储数目为m（m= 2, 3, ...）个具有预先给定的比特重复时长的比特。数目m例如可以被选择为使得在一个相应的完整的周期内生成比特。周期时长可以能被比特重复时长整除（没有余数），其中适用m = PD/BW，其中PD表示周期时长而BW表示比特重复时长。

接着，将相应的周期的时间上对应的比特相加来形成数字（多比特）信号。这意味着：例如相应的周期的时间上第一个比特相加，相应的周期的时间上第二个比特相加，等等。根据数目n，数字信号通常具有7至15比特的振幅分辨率。

本发明能够实现：借助于常规的Sigma-Delta调制器来获得具有如下时间分辨率的信号，该时间分辨率在Sigma-Delta调制器的常规应用的情况下随着后续的比特率降低而不能实现。本发明基于如下认识：模拟信号的信号变化过程由于对于每个周期来说都以相同方式生成的激励信号而可以通过多个周期来被平均，由此调制器噪声被抑制，然而所要检测的信号分量没有被抑制。

在一个实施方式中，负载是电线和连接在该电线上的电机绕组。基于数字信号来检测或确定由于经脉冲宽度调制的信号而引起的转接电流。

在一个实施方式中，激励信号是经脉冲宽度调制的激励电压，其中分流电阻连到变频器的输出连接端与负载之间，其中所要测量的模拟信号停在或落在分流电阻上。

在一个实施方式中，比特重复时长在20ns与100ns之间的范围内。

在一个实施方式中，脉冲宽度调制的周期时长在20μs与1000μs之间的范围内。

变频器具有Sigma-Delta调制器和与该Sigma-Delta调制器耦合的分析单元，其中该变频器被构造为实施上面描述的方法。

尤其是在馈电线长的情况下，在变频器中可能出现由于由PWM造成的切换沿而引起的高转接电流。在本发明的情况下，利用常规的Sigma-Delta调制器就可以检测这些高转接电流，尽管这些转换器在对此的常规应用中技术上并不能做到。通过检测这些转接电流，可以确定参数、如电线长度和电容，而且从中可以得出相对应的措施，诸如功率/频率降额（Derating）。还可以得出精细化的电机模型。同样可能的是对整个驱动系统的经改善的诊断/设计。

在较低的MHz范围内进行转接过程。不过，在该范围内，Sigma-Delta调制器由于原理而造成地具有很高的噪声分量（noise shaping（噪声整形））。常规地，该由于原理而造成的噪声在随后的降采样滤波器中被除去，然而由此转接过程的信号分量也被抑制。此外，在降采样滤波器之后的采样频率在10-100kHz左右的范围内，使得没有信号能在MHz范围内呈现。

按照本发明，在一定的时长内输出变频器的恒定的占空比，其中在脉冲宽度调制的多个周期内与脉冲宽度调制同步地检测Sigma-Delta调制器的比特流。现在，相应的周期的对应的比特相加，以便获得更高的振幅被分辨的信号。换言之，对于n个PWM周期中的每个PWM周期来说，各检测一个具有m个比特的数据序列。从所检测到的数据序列中，将对应的时间位置（1 ... m）的相应的比特相加，使得最终得到结果序列的m个多比特值或者相加值。所述m个多比特值对应于在时长为m个比特重复时长的时间区间内的信号变化过程。在这种情况下，PWM模式在测量期间是严格周期性的。

因此，结果是获得在调制器时钟内的采样频率，例如20兆采样每秒（MSample/s）。还抑制了调制器的噪声，因为该噪声是随机的，但是所要检测的信号是不断重复的。借此可以省去在时域内常规的滤波器。必要时存在于Sigma-Delta调制器的输入端前面的低通滤波器可以通过对频率响应的修正（数字高通（digitaler Hochpass））来补偿。

附图说明

随后，本发明参考附图详细地予以描述。在这种情况下：

图1示出了变频器，该变频器构造为借助于常规的Sigma-Delta调制器来检测和分析在电机馈电线上的转接过程；而

图2示出了借助于Sigma-Delta调制器在脉冲宽度调制的连续的周期内检测到的比特序列。

具体实施方式

图1示出了变频器1，该变频器常规地借助于示意性地示出的桥式电路6来生成以经脉冲宽度调制的激励电压的形式的经脉冲宽度调制的激励信号UA。就这方面来说也应参阅有关的专业文献。

经脉冲宽度调制的激励信号UA在脉冲宽度调制的数目为n个周期P1至Pn内生成，使得该经脉冲宽度调制的激励信号UA在相应的周期P1至Pn内的信号变化过程相同。

在中间连接有分流电阻4的情况下，给以电线和连接在该电线上的电机绕组（未明确示出）的形式的电负载2加载激励信号UA。

所要测量的模拟信号UM落在分流电阻4上，该所要测量的模拟信号借助于低通滤波器5经低通滤波地引导到常规的Sigma-Delta调制器3的输入端上。

常规地，Sigma-Delta调制器3根据所要测量的模拟信号UM生成具有预先给定的比特重复时长的比特流BS(i, j)。

比特重复时长通常在20ns与100ns之间的范围内。

脉冲宽度调制的周期时长通常在20μs与1000μs之间的范围内。

经脉冲宽度调制的激励信号UA借助于变频器1在脉冲宽度调制的数目为n个周期P1至Pn内生成，使得该经脉冲宽度调制的激励信号UA在相应的周期P1至Pn内的信号变化过程相同，尤其是具有相同的占空比。在所示出的实施方式中为n=5。

图2示出了借助于Sigma-Delta调制器3在连续的周期P1至P5内检测到的比特序列。索引i表示在相应的周期内比特的位置而索引j表示相应的周期。比特B(i, j)与周期同步地被检测，也就是说不同周期的具有相同的索引i的比特具有在相应的周期内的时间上的相同的位置或取向。

在经脉冲宽度调制的激励信号UA的每个周期j内生成数目为m个具有预先给定的比特重复时长的比特B(i, j)，并且将它们存储在变频器1的存储器7中。在所示出的实施方式中为m=20。

变频器1的分析单元8根据模拟信号UM或根据比特序列B(i, j)按如下地来计算数字信号D(i)：

其中：

- i表示在相应的周期内比特的位置

- j表示周期

- n表示周期的数目。

因此，将相应的周期的时间上对应的（也就是说索引i相同的）比特B(i, j)相加来形成数字信号D(i)。

换言之，对于n个PWM周期中的每个周期j来说，各检测并且存储一个具有m个比特的比特序列。从所检测到的比特序列中，将对应的位置i=1 ... m的相应的比特相加，使得最终得到结果序列的m个多比特值，所述m个多比特值形成数字信号D(i)。数字信号D(i)例如可具有在7到15比特之间的振幅分辨率。在这种情况下，激励信号UA的PWM模式在测量期间是严格周期性的。在测量之后，可以在脉冲宽度调制的相应的周期内可变地生成激励信号UA。

随着生成数字信号D(i)的开始，在存储器7中的所有比特值都被复位。

分析单元8借助于数字信号D(i)来确定转接电流，所述转接电流由经脉冲宽度调制的信号UA引起。

变频器1还具有常规的降采样滤波器9，该降采样滤波器例如具有为128的过采样频率（Over-Sampling-Ratio）和三阶滤波器，使得可用的带宽约为40kHz。降采样滤波器9的输出信号常规地被用作不同的调节/控制任务的实际值。

尤其是在电线长的情况下，在变频器中可能出现由于切换沿而造成的高转接电流。在本发明的情况下，利用常规的Sigma-Delta调制器就可以检测这些高转接电流。

在常规的解决方案中，原则上不可能检测到上面提到的切换沿，因为所要测量的高频信号被抑制。

按照本发明来检测的数字信号D(i)例如能够实现：确定以转接过程的频率、转接电流的大小、转接电流的衰减响应以及电机馈电线的电容和/或波阻的形式的参数。

例如，根据转接过程的频率可以得出电线长度。

转接电流的大小容许对变频器的更好的降额（i*t监控）。

还可以基于所检测到的数字信号D(i)来得出精细化的电机模型。

例如可以在调试时确定由于转接过程引起的损耗功率，以便对设备最优地进行参数化。这例如可以是切换频率的适配。

同样可设想的是对变频器死区时间的精调。有利地，也可能会在服务器中使用所确定的参数，以便探测电机电线的特性的变化（电线被夹住、电线被抽出、电阻绕组的反应发生变化）或者在电线长度不容许/转接电流过高的情况下的报警。

衰减响应可以是电线的欧姆分量的量度。

此外，对PE工作电流（大小和频率/变化过程）的确定和评价是可能的。

也可以基于这些参数来实现过电流识别（电平/滤波特性）。

在快速半导体开关的情况下，在电线长时需要滤波器，以便避免不容许的高转接电流。借助于本发明可以确定所需要的滤波器是否也存在或现有的滤波器是否够用。

Claims (6)

1.一种用于根据模拟信号（UM）生成数字信号（D(i)）的方法，所述方法具有如下步骤：

- 借助于变频器（1）来生成经脉冲宽度调制的激励信号（UA），其中所述经脉冲宽度调制的激励信号（UA）在脉冲宽度调制的数目为n个周期（P1至Pn）内生成，使得所述经脉冲宽度调制的激励信号（UA）在相应的周期（P1至Pn）内的信号变化过程相同，

- 给负载（2）加载所述激励信号（UA），

- 借助于Sigma-Delta调制器（3），根据所要测量的模拟信号（UM）来生成具有预先给定的比特重复时长的比特流（BS(i, j)），其中所要测量的模拟信号（UM）取决于所述激励信号（UA）和所述负载（2），其中在所述经脉冲宽度调制的激励信号（UA）的相应的周期（P1至Pn）内，生成和存储数目为m个具有预先给定的比特重复时长的比特（B(i, j)），而且

- 将相应的周期的对应的比特（B(i, j)）相加来形成所述数字信号（D(i)）。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

- 所述负载（2）是电线和连接在所述电线上的电机绕组，

- 其中基于所述数字信号（D(i)）来检测由于经脉冲宽度调制的信号（UA）而引起的转接电流。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，

- 所述激励信号（UA）是激励电压；而且

- 分流电阻（4）连到所述变频器（1）的输出连接端与所述负载（2）之间，其中所要测量的模拟信号（UM）停在或落在所述分流电阻（4）上。

4.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

- 所述比特重复时长在20ns与100ns之间的范围内。

5.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

- 所述脉冲宽度调制的周期时长在20μs与1000μs之间的范围内。

6.一种变频器（1），其具有：

- Sigma-Delta调制器（3）；和

- 与所述Sigma-Delta调制器（3）耦合的分析单元（8），其中所述变频器被构造为实施根据上述权利要求之一所述的方法。