CN109561567B - 一种大功率高稳定度变负载高频加速系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大功率高稳定度变负载高频加速系统，包括低电平高频控制器、功率放大传输系统、高频腔；所述功率放大传输系统包括高频机，传输线，耦合窗，所述低电平高频控制器负责产生合适大小的低电平高频信号，并用产生的低电平高频信号去驱动所述高频机；所述高频机负责把低功率的高频信号放大为高功率高频电磁波，再通过传输线将其输运到耦合窗；所述耦合窗负责把高频功率从放大系统耦合到高频腔；其特点：所述耦合窗为动态可调耦合窗，所述高频腔为跑道型腔体结构；还公开了一种大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，包括进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化；获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式。

Description

一种大功率高稳定度变负载高频加速系统

技术领域

本发明属于加速器技术领域，尤其涉及一种大功率高稳定度变负载高频加速系统。

背景技术

圆型加速器由各种类型的磁铁和高频腔组成，粒子在加速器磁场作用下作环形运动，并通过高频电场不断加速。高能、强流是圆型加速器发展的一个主要趋势，可应用在多个重要的核技术领域；在乏燃料后处理、先进核能系统的材料辐射损伤、军民两用同位素研发等国民经济领域；以及在中子和介子科学、中微子和暗物质等基础研究领域，均有巨大的应用潜力。高频加速系统是圆型加速器的重要组成部分，是束流加速所需能量的来源，其性能直接影响到加速器的束流品质。圈能量增益是圆型加速器实现高能、强流的一项关键参数，而高频加速系统对圈能量增益的提高起着关键性的作用，其主要体现在：

(1)高的圈能量增益意味着，粒子在加器中的加速速度快、加速圈数少。粒子在圆型加速器中旋转，每次穿过高频腔将获得相应地能量增益：

其中，V为高频腔的峰值电压，φ₀为t＝0时刻高频腔的初始相位，ω_rf为高频回旋频率，t为粒子经过高频腔中心的时刻，因而φ₀+ω_rft是粒子经过高频腔中心时的高频相位。

高的圈能量增益意味着高频系统每圈需要提供给粒子更多的能量，即高频系统需要提供更高的加速电压。这对高频系统提出了更苛刻的要求。为了节省功率开销，需要在现有技术基础上，设计Q值更高，有效加速电压更高的腔体。

(2)在磁场、电场变化时，会引起束流强度的变化。在束流强度较大时，必须考虑到束流负载效应。束流负载效应对高频系统过来说，可以等效为一个变化的阻抗。传统的高频系统在建造时，一般在系统调试阶段根据调试参数，将高频系统耦合参数固定在某一个合适的数值上，在系统运行时，并不能实时调整实现最优化。在加速器开机运行时，因束流负载变化导致调试阶段固化的耦合参数不在是最优耦合度，致使部分功率反射回来，导致高频系统需要更多的功率来维持加速电压的稳定。为了使高频系统具有一定的适应能力，能够在运行时自动调整耦合度，需要实现可调耦和设计并实现相应的自动调节算法。

(3)为保证有效的建立高稳定度的高频加速电场，为束流提供稳定的圈能量增益，应实现全数字自激控制，需在现有技术的技术上研究新的数字高频控制器。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出一种大功率高稳定度变负载高频加速系统，目的在于解决现有技术当高频系统负载变化时，耦合度不能自动调节的问题。

本发明为解决其技术问题采用以下技术方案：

一种大功率高稳定度变负载高频加速系统，包括低电平高频控制器、功率放大传输系统、高频腔；所述功率放大传输系统包括高频机，传输线，耦合窗，所述低电平高频控制器负责产生合适大小的低电平高频信号，并用产生的低电平高频信号去驱动所述高频机；所述高频机负责把低功率的高频信号放大为高功率高频电磁波，再通过传输线将其输运到耦合窗；所述耦合窗负责把高频功率从放大系统耦合到高频腔；其特征在于：所述耦合窗为动态可调耦合窗，所述高频腔为跑道型腔体结构。

所述跑道型腔体结构，即是高频腔体沿加速器圆周方向的两个竖直侧面为跑道形状的腔体结构，所述跑道由竖直平面的内环和外环组成，且跑道长度方向为加速器半径方向；所述跑道型腔体还包括沿加速器周向穿过腔体的加速间隙，该间隙由跑道内环向环内呈现锥形凹陷一定程度后，开缝隙形成；所述加速间隙形状是两个相向锥形凹陷连接处的一个矩形形状，该矩形位于两个相向锥形凹陷连接处的缝隙中间。

所述动态可调耦合窗的机械位置可以由电机控制，该电机由自动调节耦合度算法控制，进而可以在运行时段进行耦合度调节，抗环境噪声干扰能力强，不受温度漂移影响，自动寻找最优耦合的位置。

所述低电平高频控制器的高频信号包括三个可调参数：幅度，相位，频率，其中高频信号频率为固定频率，高频信号控制包括高频信号幅度实时控制、高频信号相位实时控制。

一种基于大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，其特征在于：

步骤一、进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化；

步骤二、获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式。

所述步骤一的进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化，具体包括以下过程：

①确定该算法采用的滑膜函数：

s＝f(θ)+ρt＝0 (1)；

其中，

是唯一可观测量。ρ为一大于零的常数，x为可调耦合的位置，t为时间，c为常数；

②用公式(1)对x做微分得出公式(2)：

由式(1)可得：

③当采用反射功率调节耦合度时，对f(θ)具体定义得出公式⑶：

④在公式(3)的条件下，对公式(2)进一步具体化得出公式⑷：

⑤由公式(2)和公式(4)计算得出公式⑸：

所述步骤二获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式具体为：

选用符号函数作为开关函数，则：

其中，

ε＝2Δx，依据式(6)即可根据采样得到的反射功率计算可调耦合移动的方向和距离，实现实时最优耦合调节。

本发明的优点效果

1、本发明解决了传统常温腔体结构Q值低，加速电压低的问题。本发明提出的腔体结构Q值可达86868，加速电压高达3MV。相比现有的技术，具有加工难度低，调谐容易，Q值高的特点。在相同高频驱动功率下，本发明提出的腔体可提供更高的加速电压。

2、本发明提出的可调耦合结构及相关算法，解决了传统高频系统无法动态补偿变化负载带来的影响的问题，使系统在线运行时可以实时调整到最佳耦合，减少所需的驱动功率。同时，该算法受噪声影响程度低，能够有效抑制温度漂移带来的误差。

3、本发明提出的一种低电平高频控制器，采用高速ADC+SOC+DAC 核心架构，相比传统的ADC+FPGA+DSP+DAC架构，具有结构更紧凑，数据带宽更高，所需PCB面积更小，调试更便捷，复杂度更低的特点。此外，本发明提出的数字高频控制器算法，采样频率不依赖于腔体取样频率，具有更广泛的适用性。

附图说明

图1为高能圆型加速器基本结构；

图2为本发明跑道型腔体基本结构；

图3为本发明数字高频控制器内部固件框图。

图中：1：周期性产生扭摆轨道的磁铁组件；1-1：跑道型腔体；1-2：加速缝隙；2：高频腔体；3：长漂移节；4：注入能量粒子；5：引出能量粒子； 401：腔体取样信号；402：本振信号；403：相位参考信号；404：混频器； 405：低通滤波器；406：DDS输出幅度和相位；407-408：幅度和相位PID控制器；409-410：cordic为一个数字旋转算法，用于将矢量旋转一定角度。

具体实施方式

1、高能圆型加速器基本结构。如图1所示，圆型加速器一般由多个周期性产生扭摆轨道的磁铁组件1和高频腔2组成，高频腔2布置在磁铁组件1 之间的长漂移节3内。注入能量粒子4进入到加速器内圈轨道，在磁铁组件1 的磁铁偏转作用下作螺旋运动，通过高频腔不断获得能量增益，最终运动到加速器外圈轨道达到引出能量，达到引出能量的粒子称之为引出能量粒子5。

2、本发明要解决的问题。本发明要解决在大功率、变负载的情况下，如何保证高频系统的稳定性的问题。在大功率条件下，当建立所需的加速电压时，低Q值腔体会消耗更多的功率，所述Q值即为品质因数，这个品质因数实际上是一个比值，它的大小是腔体的电磁储能比上腔体的欧姆损耗；而除加速束流所必须的功率外，低Q值腔体其余功率转化为热能形式，增加了水冷系统的负载。因此，提高腔体Q值是高能圆形加速器的首要待解决问题。目前国际上高能圆形加速器所采用的腔体结构分为两种：矩形腔和欧米伽腔。矩形腔的缺点是Q值低，优点是易于加工。欧米伽腔(侧面的棒球形状)相比于矩形腔，Q值有一定提高，但是机械加工难度大。为解决现有技术高频腔体或者Q值低、或者机械加工难度大的问题，需要设计一种新型腔体，既能提高Q值，又易于加工。

3、本发明的第一个创新点：跑道型腔体及设计原理。为了设计一种既能提高Q值，又易于加工的高频腔体，本发明设计了一种跑道形腔体。跑道型腔体中间为长方体，长方体长度方向两端近似半球状，相比矩形腔体和欧米伽腔体，跑道型腔体更加接近于圆球状，设计该近似圆球状跑道型腔体的原理在于：按照Q值公式：Q＝电磁储能/腔体的欧姆损耗，电磁储能越高， Q值就越高；腔体的欧姆损耗越小，Q值也会越高。电磁储能与腔体的体积结构有关。电储能(电场)不同于磁储能(磁场)在于：电场主要是集中在束流通过的位置，而磁场和腔体的体积结构有关。一般而言，在相同的表面积情况下，球体能够包含更大的体积。由于跑道型腔体近似于球体，因此跑道型腔体的电磁储能能力更强，同时，球体的表面积相对更小，因此跑道型腔体的欧姆损耗小。因此，跑道型腔体相比现有技术的矩形腔体和欧米伽腔体，提高了Q值。

由于跑道型腔体提高了Q值，解决了由于Q值低功率损耗大带来的一系列问题，为解决高功率、大负载情况下高频系统稳定性问题奠定了基础。

4、本发明第二个创新点：可调式的耦合相关控制算法及设计原理。跑道型高Q值腔体是2GV加速器高频系统重要的组成部分之一。2GeV加速器对加速电压要求苛刻：每个腔体要能提供3MV的加速电压。针对该需求，设计了跑道型的腔体。为了提供3MV的加速电压，每个腔体的欧姆损耗大概消耗三百千瓦左右的功率，同时，由于2GV加速器流强高，腔体需要额外提供给束流接近三百多个千瓦的功率，对高频机来说，这是个非常大的负载。束流强度的改变会引起功率的剧烈变化。如何维持高功率下的稳定性，是本发明第二个创新点：可调式的耦合及其相关控制算法。

可调式的耦合的计算设计原理为：随着时间的推移，反射功率越来越小，直到不能继续减小为止。因为反射功率越大，进入腔体的功率就越小，反之，反射功率越小，进入腔体的功率就越大。理论上反射功率可以减小到0，实际上减小到一定程度后反射功率就不会再小了。影响反射功率的因素有失谐角度和耦合度。因为失谐角度由调谐环路控制补偿，所以在本发明中只关心耦合度的动态调整方法，该方法具体见方法权利要求的6个公式。下面对方法权利要求的6个公式加以解释：

公式(1)中的θ代表用来调节耦合度的功率，x代表耦合度的位置，x的微分就是步进电机移动的速度，也就是根据反射功率计算出来的调节量。对于耦合环来说，其运动轨迹为一维，运动方向只有两个：左或右。本发明算法要解决的是，确定调节方向和调节幅度。依据公式(1)，随着时间的推移，反射功率应该越来越小，直到不能再小为止。公式(2)是公式(1)的数学演化，表示可以通过反射功率来计算出电机的移动速度是多少。公式(3)是说我们采用反射功率调节耦合度时，因为只能直接用检波器测量到反射信号的电压，f(θ)具体化为根号下θ。公式(4)(5)是在(3)的基础上的进一步数学推导。为了得出最终的计算式(6)。公式(6)具有物理意义，它的原理是说每次采集一下反射电压根号下θ，并根据反射功率的大小向左移动一定步数，下一次，再采集一下反射功率，并根据大小向右移动一定步数。因为移动的步数是反射功率的函数，假如向左移动能减小反射功率，那么每次向左移动的步数就会比向右移动的多，总体效果就是一直缓慢的向左移动，直到功率不再减小为止。并且，寻找最小值的过程永远不会停下来，任何外部条件改变，包括温度影响，环境噪声影响等因素，都会被算法慢慢补偿。任何束流负载改变带来的耦合度失配，也会被算法检测到(因为左右搜索的过程不会停下来，一旦发现往另一个方向运动能让反射更小，算法就控制电机往那个方向走)，进行补偿。

由于本发明采用了可调式的耦合相关控制算法，使得随着时间的推移，反射功率达到最小，反射功率越小就使得进入腔体的功率最大，从而解决了高功率、大负载情况下高频系统的稳定性问题。

5、低电平高频控制器设计原理：

高频信号共有三个可调参数：幅度，相位，频率。在加速器应用中，频率一般是固定的，我们关心的就是信号的幅度、相位。

⑴高频信号的幅度控制。高频控制器的任务是维持高频腔体的加速间隙上的加速幅度和相位保持在期望值上。为了实现精准控制，控制系统一般引入闭环负反馈控制：从腔体内部引出一个取样信号作为控制系统的反馈信号，根据反馈信号的幅度相位信息，控制器经过计算，修改当前驱动信号的幅度相位，实现闭环反馈控制。为实现幅度控制，需要从取样信号里解调出幅度信息：具体做法是用本地振荡器产生IQ两路信号，其频率与取样信号相同，分别与取样信号混频，混频后得到基带信号和2倍频信号。用低通滤波器滤除2倍频信号后，得到基带信号，从中即可解调出取样信号的幅度信息。

⑵高频信号的相位控制。相位控制相对幅度控制有些不同，没有基准的相位是没有意义的。因此高频控制器内部产生相位基准信号，用来作为相位参考。取样信号同样与本地振荡器混频后，滤除高频信号，然后解调出相位信息，该相位信息再与本地相位基准进行比较，得出相位差，用于计算相位调节量。

幅度相位的具体控制原理如下：

设腔体取样信号(图中401)为：

u0(t)＝A0[1+f(t)]cos[ωt+φ′(t)] (7)

其中A为幅度，ω为频率，φ’为相位，f(t)是随时间变化的、因环境噪声或温度变化等因素引起的调制函数。数字高频控制器的功能是保持腔体取样信号的幅度和相位在设定值上，实时补偿f(t)引入的干扰。假设相位参考信号为：

u(t)＝Acos[ωt+φ(t)] (8)

本振NCO(图中402)输出的正交信号为：

I＝cos(ω1t)

Q＝sin(ω1t)

相位参考信号(图中403)和本振信号数字混频(图中404为混频器)后的结果为：

I1＝Acos(ωt+φ(t))·cos(ω1t)；

Q1＝Acos(ωt+φ(t))·sin(ω1t)；

该结果可以进一步表示为：

I1＝A/2{cos[(ω+ω1)t+φ(t)]+cos[(ω-ω1)t+φ(t)]}

Q1＝A/2{sin[(ω+ω1)t+φ(t)]+sin[(ω-ω1)t+φ(t)]}

经过低通滤波器(图中405)滤除高频分量后，该结果可以表示为：

I1＝A/2·cos[(ω-ω1)t+φ(t)]

Q1＝A/2·sin[(ω-ω1)t+φ(t)]

从IQ分量中可以算出高频信号的幅度信息：

腔体取样信号和本振信号数字混频后的结果为：

I₂＝A₀[1+f(t)]cos(ωt+φ′(t))·cos(ω₁t)

Q₂＝A₀[1+f(t)]cos(ωt+φ′(t))·sin(ω₁t)

该结果可以表示为：

I₂＝A₀[1+f(t)]/2{cos[(ω+ω₁)t+φ′(t)]+cos[(ω-ω₁)t+φ′(t)]}

Q₂＝A₀[1+f(t)]/2{sin[(ω+ω₁)t+φ′(t)]+sin[(ω-ω₁)t+φ′(t)]}

通过低通滤波器滤除高频分量后，该结果可以表示为：

I₂＝A₀[1+f(t)]/2·cos[(ω-ω₁)t+φ′(t)]

Q₂＝A₀[1+f(t)]/2·sin[(ω-ω₁)t+φ′(t)]

从上式可计算出腔体取样信号的幅度信息，其中包含调制信号的幅度信息：

腔体取样信号与相位参考信号的相位差可以表示为：

得到取样信号的幅度相位信息后，由后级PID(图中407和408为幅度和相位PID控制器)进行计算，得出控制量用于控制DDS(图中406)的输出幅度和相位，对腔体加速电压进行实时控制。

基于以上原理，本发明设计了一种大功率高稳定度变负载高频加速系统，包括低电平高频控制器、功率放大传输系统、高频腔；所述功率放大传输系统包括高频机，传输线，耦合窗，所述低电平高频控制器负责产生合适大小的低电平高频信号，并用产生的低电平高频信号去驱动所述高频机；所述高频机负责把低功率的高频信号放大为高功率高频电磁波，再通过传输线将其输运到耦合窗；所述耦合窗负责把高频功率从放大系统耦合到高频腔；其特征在于：所述耦合窗为动态可调耦合窗，所述高频腔为跑道型腔体结构。

所述跑道型腔体结构，即是高频腔体沿加速器圆周方向的两个竖直侧面为跑道形状的腔体结构，所述跑道由竖直平面的内环和外环组成，且跑道长度方向为加速器半径方向；所述跑道型腔体还包括沿加速器周向穿过腔体的加速间隙，该间隙由跑道内环向环内呈现锥形凹陷一定程度后，开缝隙形成；所述加速间隙形状是两个相向锥形凹陷连接处的一个矩形形状，该矩形位于两个相向锥形凹陷连接处的缝隙中间。

所述动态可调耦合窗的机械位置可以由电机控制，该电机由自动调节耦合度算法控制，进而可以在运行时段进行耦合度调节，抗环境噪声干扰能力强，不受温度漂移影响，自动寻找最优耦合的位置。

所述低电平高频控制器的高频信号包括三个可调参数：幅度，相位，频率，其中高频信号频率为固定频率，高频信号控制包括高频信号幅度实时控制、高频信号相位实时控制。

一种大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，该算法要解决的问题是获得最小的反射功率问题。因为反射功率越小，进入腔体的功率就越大。该算法具体包括以下步骤：

步骤一、进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化；

具体包括以下过程：

①确定该算法采用的滑膜函数：

s＝f(θ)+ρt＝0 (1)；

其中，

是唯一可观测量。ρ为一大于零的常数，x为可调耦合的位置，t为时间，c为常数；

②用公式(1)对x做微分得出公式(2)：

由式(1)可得：

③当采用反射功率调节耦合度时，对f(θ)具体定义得出公式⑶：

④在公式(3)的条件下，对公式(2)进一步具体化得出公式⑷：

⑤由公式(2)和公式(4)计算得出公式⑸：

步骤二、获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式。

具体为：

选用符号函数作为开关函数，则：

其中，

ε＝2Δx，依据式(6)即可根据采样得到的反射功率计算可调耦合移动的方向和距离，实现实时最优耦合调节。

需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例。

Claims (3)

1.一种大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，所述高频加速系统，包括低电平高频控制器、功率放大传输系统、高频腔；所述功率放大传输系统包括高频机，传输线，耦合窗，所述低电平高频控制器负责产生合适大小的低电平高频信号，并用产生的低电平高频信号去驱动所述高频机；所述高频机负责把低电平高频信号放大为高功率高频电磁波，再通过传输线将其输运到耦合窗；所述耦合窗负责把高功率高频电磁波耦合到高频腔；所述耦合窗为动态可调耦合窗，所述高频腔为跑道型腔体结构；

所述动态可调耦合窗的机械位置由电机控制，该电机由所述自动调节耦合度算法控制，进而在运行时段进行耦合度调节，抗环境噪声干扰能力强，不受温度漂移影响，自动寻找最优耦合的位置；

其特征在于：

步骤一、进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化；所述进行动态反射功率调节耦合度算法的初始化，具体包括以下过程：

①确定该算法采用的滑膜函数：

s＝f(θ)+ρt＝0 (1)；

其中，

是唯一可观测量；ρ为一大于零的常数，x为可调耦合的位置，t为时间，c为常数；

②用公式(1)对x做微分得出公式(2)：

由式(1)可得：

③当采用反射功率调节耦合度时，对f(θ)具体定义得出公式⑶：

④在公式(3)的条件下，对公式(2)进一步具体化得出公式⑷：

⑤由公式(2)和公式(4)计算得出公式⑸：

步骤二、获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式；

所述步骤二获得动态反射功率调节耦合度的最终计算式具体为：

选用符号函数作为开关函数，则：

其中，

ε＝2Δx，依据式(6)即可根据采样得到的反射功率计算可调耦合移动的方向和距离，实现实时最优耦合调节。

2.根据权利要求1所述的一种大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，其特征在于：所述跑道型腔体结构，是高频腔体沿加速器圆周方向的两个竖直侧面为跑道形状的腔体结构，跑道由竖直平面的内环和外环组成，且跑道长度方向为加速器半径方向；所述跑道型腔体结构还包括沿加速器周向穿过腔体的加速间隙，该间隙由跑道内环向环内呈现锥形凹陷一定程度后，开缝隙形成；所述加速间隙形状是两个相向锥形凹陷连接处的一个矩形形状，该矩形位于两个相向锥形凹陷连接处的缝隙中间。

3.根据权利要求1所述的一种大功率高稳定度变负载高频加速系统的自动调节耦合度算法，其特征在于：所述低电平高频控制器的高频信号包括三个可调参数：幅度、相位及频率，其中高频信号频率为固定频率，高频信号控制包括高频信号幅度控制、以及高频信号相位控制。

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