CN109557530A - 一种窄波束、长覆盖fmcw雷达 - Google Patents
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Abstract
一种自主发展的技术，实现窄波束、长覆盖FMCW雷达，不仅用于交通流量检测，还用于检测目标存在、测量静止目标距离和获得环境物分布图像，并达到低成本、高性能的综合目标。所述雷达由微波前端、中频模拟电路模块、和数字信号处理器3部分组成，并使用阶梯线性调频连续波体制。所述微波前端包括刀片波束的发射和接收天线以及带功放的微波收发电路。在天线设计、收发电路设计、中频模拟电路设计和雷达系统设计方案中使用了多项自主创造的技术，包括使用“不连续性最小化”的天线设计，非等分功分器和高阻抗混频电路的设计，优良的阶梯线性调制信号产生器，新的雷达时基同步方法，雷达通道滤波器的最佳带宽设计等。对阶梯线性调频雷达技术给出了符合物理本源的理论论证，保证给出的设计有可靠的依据。
Description
技术领域
本发明属于电子信息技术领域，提出一种窄波束、长覆盖FMCW雷达，其应用涉及智能交通、智慧城市等。
技术背景
一种窄波束、长覆盖FMCW雷达的典型例子是美国Wavetronix出品的 SmartSensor交通流量检测雷达。该雷达天线方向性成刀片形，在方位向是7°，高低向为65°，雷达使用FMCW(调频连续波)体制。因为高低向为65°角，该雷达可以覆盖约76米的距离范围，用于交通流量检测时可以覆盖多至10个车道。SmartSensor雷达在中国交通应用市场未能打开，原因在于价格、技术适应性、和技术服务代价。中国国内有交通雷达企业发展类似的雷达，使用国外的雷达前端芯片组。雷达前端包括微波天线、微波发射和接收的主体部分，是雷达的技术核心，其设计技术至今并未公开。使用国外制造的前端芯片组能够避免不掌握核心设计技术的困难，但产品设计灵活性、技术等级和制造成本受到严重制约。
窄波束、长覆盖FMCW雷达除了用于交通流量检测外，还有其他多种用途。设计适当的FMCW雷达不仅能用于交通流量检测，还能够用于检测静止或移动目标的存在，能够将照射区域内的目标距离位置检测出来，将多个目标按不同距离区分出来。因此，这种雷达能够用于交通路况检测、路旁停车位管理。如果将雷达天线按方位向进行360°扫描，从原则上说，就能够得到一个环境物分布图像。于是雷达能够进一步发展，用于场景监测和管理，乃至低空无人机监测和管理。然而，不是市场上出现的所有FMCW雷达都具有检测目标存在、测量静止目标距离和获得环境物分布图像的功能。
本发明旨在提出一种自主发展的技术，实现窄波束、长覆盖FMCW雷达，不仅用于交通流量检测，还用于检测目标存在、测量静止目标距离和获得环境物分布图像，并达到低成本、高性能的综合目标。图1是本发明的雷达用于停车位管理的示意图，其中雷达置于离地约6米到8米的高处，使用窄而长的刀片形波束，覆盖若干个车位区域，检测每个车位上是否有车辆存在，达到车位管理的目的。
发明内容
本发明的窄波束、长覆盖FMCW雷达，由微波前端、中频模拟电路模块、和数字信号处理器3部分组成，并使用阶梯线性调频连续波体制；所述微波前端包括两个相同设计的天线，其波束形状成刀片形，分别用作发射天线和接收天线，两个刀片波束天线典型的波束窄面宽度仅4.4°，而典型波束的宽面宽度值为75.6°，天线采用自主创造的“馈线不连续性最小化”设计技术，能够大大降低天线的寄生辐射，提高天线性能；所述微波前端还包括微波压控振荡器、微波功率放大器、不等分功分器、微波平衡混频器，其中平衡器使用高阻抗设计方案，以改善接收混频电路的阻抗匹配；所述中频模拟电路模块包括微波混频器后连接的低噪声前置放大器、解调器、信号重建滤波放大器、双通道模拟数字变换器(ADC)、阶梯线性调制信号产生器、以及雷达各个电路模块需要的低噪声供电电源；所述阶梯线性调制信号产生器由高位计数器、精密电阻网络、精密稳压电源、电压合成器和温补分压器组成，并使用来至双通道ADC的字同步信号进行驱动，保证阶梯线性电压具有准确的同步时基，同时保证阶梯线性电压的基线和总幅度能够分别进行控制和温度补偿，最终保证微波压控振荡器输出的基准频率和调频宽度在工业温度范围内稳定在应用限定的范围内；所述FMCW雷达使用新的雷达时基同步方法，利用双通道ADC产生的字同步信号作为雷达系统的时基同步信号，为雷达发射信号调制、接收信号解调、以及数字信号处理定帧提供同步时基，免除了附加雷达同步定时模块的必要性；所述雷达系统中使用的通道滤波器带宽按照应用需求的最佳值来设计，而不是集成芯片中那种通用滤波器取固定带宽值的模式；本发明提供了基于阶梯线性调频的连续微波雷达符合物理本源的理论论证，为所述雷达系统设计技术提供出可靠的依据。
由此，本发明含盖了窄波束、长覆盖FMCW雷达包括核心部分在内的全套、完整技术，使得这种雷达能够完全、自主地设计制造出来，并达到最佳性能。本发明中包含的创新技术排除了对高价格集成微波雷达头芯片组的依赖，能够大幅度降低雷达制造成本；同时为进一步自主发展微波集成雷达片上系统(SOC)提供了可实施的系统设计方案。
本发明所述典型接收和发射两个微带阵列天线的金属图样如图2所示。所述天线使用E面对称分支、E面重复22个贴片单元的单条、并馈设计方案。天线波束形状的仿真计算结果如图3a和图3b所示。仿真结果表明，天线的旁瓣计算值在-20dB以下。对24.15GHz应用情况，天线金属图样占用的最大长度约181 毫米。天线设计中使用的“馈线不连续性最小化”，其设计结果的结构特征在于： E面两个分支上，一个贴片单元和另一个贴片单元之间的馈线，其宽度是单调变化的。与此对照，现有商用雷达中同类天线，其贴片单元之间的馈线宽度基本上都不是单调变化的。图4示出了本发明中天线馈线的一段细节；图5是国外商用同类天线的对比示意图，用以说明，本发明中使用所述技术的设计结果，其结构特征是显著的。馈线不连续性最小化大大减小了馈线不连续性总量，基本消除了各个功分匹配节造成的寄生辐射单元结构，从而降低寄生辐射造成的天线方向性变形和旁瓣增大。这一技术的使用，使得用国内的天线制造工艺条件和国内微波板材，制造出的实测天线特性与仿真计算结果能够达到很好的符合。本发明中的天线制作后实物测试结果验证了这个事实，批量测试的主瓣窄面宽度误差在± 0.5°以内，波束旁瓣在-17dB以下，只比理论仿真值-20dB高出3dB。
本发明中的天线是发明人创造的一个原始设计，而非基于仿真任何其他天线产品的设计。作为对比，SmartSensor雷达天线采用单列串馈设计，天线方位向波束宽度为7°，用于交通流量检测时，区分前后距离较近车辆的能力要差得多，而在拥挤的城市交通应用中，车辆出现前后距离很近的情况会常常发生；当用于探测环境物或对环境物成像时，7°波束比本发明的4.4°波束对环境物方位尺寸的分辨能力也要差很多。串馈天线的另一缺点是难以达到很低的天线波束旁瓣，导致雷达抗环境物干扰的能力降低。
需要声明的是，本发明中使用了4.4°X75.6°波束天线作为典型可实施实例对窄波束、长覆盖FMCW雷达进行了描述，但能够根据应用需求对天线做出修改而不背离本发明的精神和范围。虽然天线波束宽度的设计自由度受到一定限制，但波束窄面宽度在3.5°～7°范围内以及波束宽面宽度在20°～116°范围内仍然有许多选择适合于用微带阵列天线技术进行设计和实现，并能用来构建本发明描述的窄波束、长覆盖FMCW雷达。例如，使用与所描述天线完全相同的设计技术，只是将E面重复22个贴片单元改变为E面重复18个贴片单元，可以获得天线波束宽度为5.4°X 75.6°；而如果将单列天线改变为H面对称双列、E面重复22个贴片单元的方案，可以获得的天线波束宽度为4.4°X 37.5°。这些天线例子，但不限于这些例子，都能用来构建窄波束、长覆盖FMCW雷达。另一方面，具原创性的天线设计包括尺寸的任何改动，设计人都必须基于微波天线理论进行重新设计创造，绝非简单的工程制图修改能够设计出一个可用的天线。
所述FMCW雷达系统中天线和微波收发电路在一起构成微波前端，其结构形式如图6所示。在微波前端结构示意图中，6-1是微波前端支撑板，使用硬铝合金铣制或铸造；6-3是双面覆铜微波材料板用来制作天线，其中6-4一侧制作天线图样，6-2一侧与支撑板导电粘合起来；6-10是微波收发电路板，6-9一侧制作微波收发电路，6-11一侧与支撑板导电粘合；6-12是支撑板上加工的机械过孔，天线与收发电路之间用导线经过机械过孔互连，而互连导线加绝缘套，避免与支撑板短路；6-8是微波屏蔽盖；6-7是中频模拟电路板，6-6是中频模拟电路的元件排布面。本发明中的微波前端结构容许雷达有较大的发射功率，因为支撑板能够起到良好的导热和散热作用。
本发明中使用的微波收发电路，一种设计版图样例如图7所示。所述微波收发电路中包括连接接收天线的入端7-1；平衡混频器7-2；到发射天线的出端7-3；微波功放电源入口7-4；微波压控振荡器电源和控制入口7-5；微波压控振荡器 7-6；微波功放7-7；微波功分器7-8；微波频率滤除电路7-9；输出端保护7-10；和混频输出口7-11，以及连接各个微波模块的微带线。在以上电路成分中，微波功分器7-8的作用是将功放7-7输出的功率大部分送给发射天线，将小部分功率送给微波混频器7-2。为了获得最佳性能，本发明中的功分器采用不等分功分器设计，其功分比决定于发射信号强度和混频本振信号强度的分配关系，原则是满足平衡混频器对本振的最低要求条件下，将尽量多的微波功率输送给发射天线。所述不等分功分器的结构特征在于，功分器采用支线耦合器结构，其并联支线宽度远小于串联支线宽度。同时，本发明中的平衡混频器实现来自功分器的发射本振频率和来自接收天线的接收信号频率的混频。该平衡混频器采用高阻抗设计，以改善混频电路的阻抗匹配。高阻抗设计的结构特征在于：从本振信号到混频环以及从接收天线端到混频环均有显见的阻抗匹配过渡微带节。对24.15GHz雷达，整个微波收发电路设计在一个尺寸只有77.5mmX29mm的小面积上，不仅材料加工成本低，还适合进行局部屏蔽，减小和其他电路部件的互扰。
本发明使用阶梯线性调频而不是常规的连续线性调频。阶梯线性调频能够借助数字电路技术来实现，更容易保证调制波形的时间和幅度准确性以及高精度的线性。调制微波发射信号的产生是FMCW雷达的关键问题之一。现有文献和产品报道中，基于锁相环的方法和产品能够保证频率准确性、温度稳定性、和调制线性度，但输出的微波发射信号中混杂的调制噪声相当高，限制了在FMCW 雷达中的实际应用；另一种利用数字模拟变换器(DAC)产生阶梯型或近似连续型调制电压的方法和产品，需要用温度补偿方法来克服调频特性随温度的变化，这种方法的调制微波含噪声很低，在FMCW雷达产品中更容易被接受。
本发明中沿用了DAC方法的思路来构建阶梯线性调制信号产生器，但设计上进行了本源性的简化。在本发明中，并不真正使用DAC常规的构建模式，因而也省去了若干连带的电路构件。本发明中使用来至双通道AD变换器的字同步信号驱动一个高位计数器，该高位计数器的并行输出连接到一个无源精密电阻网络，直接将一组二进制电位合成为一个模拟电位。随着计数量增长，自然就得到了阶梯线性调制电压波形。当计数器计数值达到指定的最高位，例如达到210＝ 1024个字同步周期，电阻网络输出达到最高电压值。当下一个字同步信号输入时，计数器的前10位并行输出端自动回复到全“0”电平，合成的模拟阶梯电压自动跳变到最低电位上，新的阶梯上升过程重新开始；同时，计数器上最高位对应的那个输出端输出的正负波形的周期与合成模拟阶梯电压的周期相同，前者正好用于驱动DSP，作为数据帧同步信号。图8示出了本发明中阶梯线性调频连续微波发射信号产生的技术方案图，其中细线框内的部分是所述的阶梯线性调制信号产生器，或简称调制信号产生器。所述高位计数器8-1使用一个对温度稳定的精密稳压源8-2供电，保证计数器每个位的高低电平输出随温度变化很小，因而电阻网络8-3输出的阶梯线性调制电压波形的幅度和线性随温度变化很小。该调制电压波形经由一个带温度补偿的电阻分压器8-4，该温补分压器8-4的输出作为一个求和放大器8-7的输入。所述温补分压器8-4有双重作用，其一是调整调制电压波幅度，使压控微波振荡器产生的阶梯调频微波的调频宽度达到希望值；其二是对调频宽度随温度变化进行补偿，使得在指定的温度范围内(例如工业温度范围-40°～+85℃)调频宽度的最大变化量低于一个额定值。所述求和放大器 8-7的另一个输入是一个直流电压，用来控制微波压控振荡器8-8输出的基准频率或最低频率，所述直流电压来源于对温度稳定的精密稳压源8-5，并经由一个带温度补偿的电阻分压器8-6产生出来。所述温补分压器8-6有双重作用，其一是调整输出直流，使压控微波振荡器产生的阶梯调频微波的基准频率或最低频率达到希望值；其二是对基准频率随温度变化进行补偿，使得在指定的温度范围内基准频率的最大变化量低于一个额定值。所述设计方案有以下优点。首先是相对常规的DAC方法，电路构件大大减少，降低了电路设计和实现成本；计数器使用精密稳压电源供电，保证各个位输出的高电平稳定，而制造工艺一致性和半导体性质又保证了各位输出的低电位一致，从而保证了模拟阶梯电压的高度线性；将FMCW微波频率控制分解为调频宽度控制和基准频率控制两个问题，处理方法的概念清晰，容易分离地实施；使用两个对温度变化有高稳定性的电压源供电，使得后面的补偿处理(即温补分压器的设计计算)具有准确的参考；与频率综合方法相比，本设计在任何一个模拟电压阶梯期间，电路没有其他状态跳变，不会引入调制噪声。
驱动所述高位计数器的同步信号是来至双通道AD变换器产生的左右字同步信号。在常规的FMCW雷达系统中，系统的定时单元是一个独立的模块，该模块产生一组时基信号，来协调雷达调制器、解调器、AD变换器、和数字信号处理器(DSP)的工作。相对特别的是，当用定时单元来同步AD变换器时，从器件原理上需要定时单元同时向ADC提供3种信号：ADC工作要求的同步时钟、数据位同步信号、和数据字同步信号。如果雷达系统需要多个DAC(例如有两个以上的接收通道)，使用独立定时单元就很合理，并且定时单元设计并不平凡。注意到本发明所述FMCW雷达系统中只含两个接收通道，这种情况下能够使用新的雷达时基同步方法，免除单独构建定时单元必要性。图9示出了本发明中与字同步关联的各个电路单元，其中包括接收通道中所述的解调器9-1；所述的重建滤波放大器9-2；所述的双通道ADC 9-3；为ADC提供时钟的晶振9-4；字同步产生器9-5；所述的阶梯线性调制信号产生器9-6；和数字信号处理器(DSP)9-7。所述字同步产生器9-5只是所述双通道ADC输出的左右字同步信号本身输出或反相输出，其作用是分发左右字同步信号给所述的调制信号产生器和所述的解调器。本发明的定时同步方案能够实施，得益于调制信号产生器和接收解调器都只需要字同步信号；而雷达信号的帧同步能够从调制信号产生电路中的高位计数器端子上获得。所描述的同步方案显著地简化了系统方案和设计工作量，有利于提高系统可靠性。
所述微波收发电路中混频器的输出经滤除微波频率后成为零中频信号，该零中频信号寄载有雷达目标的信息。参照图10示意的雷达工作原理波形图，图中示意了阶梯线性调频微波的频率变化图，其中调频宽度记为fsweep；调频周期Tchirp；来至AD变换器的左右字同步信号为LRCK，其周期记为TLRCK；调频阶梯数为N。注意已报道文献、专利资料对连续线性调频多有论证，对阶梯线性调频缺乏论证，而用连续波形替代阶梯波形的论证可能隐含着对关键物理事实的曲解。例如说混频输出频率是收发两个频率之差，在连续线性调频情况是正确的，而对阶梯线性调频则不正确。本发明给出符合物理本原的严格论证，以确保本发明提出的设计技术有实在的科学依据。
假定FMCW雷达的数据样本周期等于字同步周期TLRCK。在实际的FMCW雷达设计中，TLRCK远大于目标信号延时，在任何一个阶梯上，从雷达发射到接收是该阶梯上完成的过程，如果目标没有径向移动，接收信号没有多普勒频移，送到混频器的发射信号频率和接收信号频率总是同一个频率，而不会是不同频率。因此，混频器输出是一个确实的零中频。
然而，由于发射频率在阶梯变化，在不同阶梯上，接收信号的相位延时会不同。设发射基频(最低频率)为f0，各个阶梯频率记为fi，
由上，f1＝f0。假定目标距离为R，目标信号延时c是光速，第i个阶梯上的发射微波信号可以写成Ai＝A0sin2πfit，而相应的接收微波可以写成发射微波和接收微波混频后得到零中频的样本序列，该零中频样本序列对应的相位序列由收发信号的相位差获得：
可见零中频序列是一个相位按线性规律增长的序列，后一个样本相对前一个样本的相位增量是
既然样本间隔为该零中频信号的频率就是
这证明微波混频后得到的零中频信号，其频率由以上公式决定。本发明给出的零中频信号频率的计算公式与连续线性调频相应的公式基本一致，然而，本发明中公式推演依据的物理底层原理与连续线性调频情况是明确不同的。
既然目标距离值与零中频信号的频率值成一一对应的线性关系，利用数字信号处理技术包括FFT，计算ADC后信号的谱线位置就能够得到目标离开雷达的距离值。明显地，不同距离上的多个目标，将表现为ADC后信号在频率域的多个谱线。这就完全解释了本发明中阶梯线性调频微波雷达的工作机制。
在以上推演中，假定数据样本周期等于字同步周期TLRCK，而实际的每个阶梯上雷达能够得到左右两个数据字，于是，由N个阶梯可以得到一个N点左字序列和一个N点右字序列，由两者之一就能够提取目标的距离信息。关于阶梯线性调频连续波雷达的信息应用能够引申出多方面发展，但不在本专利关注范围内。本发明只关注雷达对检测和测量静止目标距离的应用，例如车流量检测、停车位管理、以及扫描成像应用，这些应用中能够假定目标没有径向运动，因此接收信号频率没有附加的多普勒频移。本发明关注的问题是在这种情况下，如何设计雷达的接收通道，使之达到最佳性能。
由于数据帧FR的时长为Tchirp，依据数据能够分析的最低频率，也就是雷达可达到的频率分辨率为ΔF＝1/Tchirp。当fr＝ΔF＝1/Tchirp时的距离就是距离分辨率，记为ΔR。由立即得到
另一方面，数据的采样间隔是由数据采样的奈奎斯特定理，这种数据序列能够分析的最高频率是当fr＝fmax时，对应 R＝Rmax，有
简单推演可以证实，
从雷达系统设计的角度，必须限制系统接收通道的带宽B，因为这个带宽是等效噪声带宽，它直接决定接收系统灵敏度。雷达接收系统带宽的最小值(即最佳值)必须保证信号能够正常通过，因此雷达接收系统带宽的最佳值应该取 B＝fmax。而本发明的设计方案应该保证最佳带宽值的实现。
必须说明，雷达设计中关于系统带宽最佳值的确定和实现是一个基本问题并且和雷达体制相关，是一个专业性问题。事实上，缺乏公开的文献或资料对阶梯线性调频雷达系统的噪声带宽如何确定进行过分析，更谈不上提供系统实现方法的可引用具体结果。从本发明中关于阶梯线性调频雷达中的信号过程能够了解，所述雷达接收系统带宽的最佳值能够在ADC前对每个单路信号(而不是解调前的混合信号)使用滤波器来实现，该滤波器称为信号重建滤波器，必须取重建滤波器的带宽为B＝fmax，而fmax由应用需求来确定。对本发明关注的窄波束长覆盖雷达，如果要求雷达的覆盖距离达到Rmax，则用公式能够计算雷达需要分析的最高频率fmax。
既然雷达目标的距离信息体现为雷达混频器输出并解调后的单路信号频率，自然地，将ADC后送给DSP的数字信号进行FFT，就能够提取信号频率值fr，
或等价地，得到目标离雷达的距离值：
附图说明
图1为窄波束、长覆盖FMCW雷达的一个应用例子：雷达用于停车位管理示意图。
图2为本发明所述典型接收和发射两个微带阵列天线的金属图样，图中只显示出其中一个天线的图样。
图3a为图2中所述典型天线波束形状的仿真计算结果，H-面方向性图。
图3b为图2中所述典型天线波束形状的仿真计算结果，E-面方向性图。
图4为本发明中天线馈线使用“馈线不连续性最小化”设计技术的结果示意图，一个贴片单元和另一个贴片单元之间的馈线，其宽度是单调变化的。
图5为现有商用同类天线图样的对比示意图，一个贴片单元和另一个贴片单元之间的馈线，其宽度不是单调变化的。
图6为本发明的FMCW雷达系统中天线和微波收发电路在一起构成微波前端的结构示意图。
图7为本发明中的微波收发电路设计版图。
图8为本发明中阶梯线性调频连续微波发射信号产生的技术方案图，其中细线框内的部分是所述的阶梯线性调制信号产生器，本文中简称调制信号产生器。
图9为本发明中的字同步产生器和与之关联的各个电路单元。所述字同步产生器实际只是双通道ADC输出的左右字同步信号本身输出或反相输出。
图10为本发明中阶梯线性调频发射微波的频率变化示意图，利用本图说明所述雷达的工作原理。
具体实施方式
在本发明关注的窄波束、长覆盖雷达应用范围内可以假定目标没有相对雷达的径向运动。针对所述的雷达应用范围，最关心的主要要求通常有：最大作用距离，距离分辨率，以及雷达提供测量数据的时间周期。本发明已经提供的理论方法和完整的技术方案，不仅解决了窄波束、长覆盖雷达的系统方案设计，也为各个部件设计提供了实施的依据。
在本发明的雷达方案中使用了数字信号处理器(DSP)来提取目标距离信息，商用嵌入式处理器原则上都可以用作DSP处理器，只是需要在各种指标和价格上进行折中。将所述的双路ADC输出与DSP互连需要考虑适当的通讯协议。标准的双路ADC支持I2S(Inter-ICSound)通讯协议，同时多数DSP支持SPI(Serial Peripheral Interface)通讯协议，能够接受I2S的数据输入，并支持DMA(Direct-Memory-Access)。
所述双路ADC的输出经过SPI或具有等价功能的接口送给DSP。同时按所述方案，有一个帧同步信号加到DSP的一个GPIO(通用IO)端子上。让帧同步信号的下降沿(或上升沿)形成一个非屏蔽终断，为DSP信号处理定帧。按雷达系统的定时关系，在每个时间帧内，雷达产生出一个字长N的左字序列和一个字长N的右字序列，两个序列交错形成一个2N串行序列，经过DMA进入DSP内存的一个工作区A1。当长度2N的串行序列进入完成，帧同步按定时关系启动中断，使得DSP对已完成输入的数据块进行处理计算；同时将DMA的数据地址指向内存的另一个工作区A2，保证数据进入不会间断。选择DSP具有适当的高速度，保证数据帧进入时间内(也就是在Tchirp时间内)，DSP能够完成对该时间内已输入信号数据的全部处理任务和结果数据输出任务。当A2工作区的数据输入长度达到2N时，帧同步中断再启动，使得DSP对A2区数据进行处理，而同时 DMA的数据地址指向A1区，使新进入数据存放到A1区。这里描述的工作方式称为“乒乓式”工作方式，能够保证数据输入和计算、输出在DSP中并行地进行，这些过程都不会发生间断。
关于硬件实施方面，本发明提供的天线、微波收发电路的设计版图能够直接用于所述雷达的天线-微波收发电路模块即微波前端的设计实施。小功率民用微波雷达流行采用微波压控振荡器直接输出，不带功放，或采用集成发射和接收芯片。这种雷达最适合整体上制作在一只多层印制板上。然而，本发明采用带支撑板的雷达前端设计，容许雷达使用更高的发射功率，意味着适应宽得多的应用需求。例如对场景物成像应用，如果成像距离超过200米，带功放的微波前端就成为必要，用多层印制板的雷达结构设计方案会给散热设计造成困难。当雷达采用带金属支撑板的结构形式时，保证支撑板和天线基面、已及支撑板和发射-接收电路板基面尽可能良好的电学结合和热学结合成为必要。为此，需要使用优质银浆和工艺方法将天线印制板和发射-接收电路板粘贴到金属支撑板两侧。
所述雷达的中频电路模块中，第一个是低噪声前置放大器，应该选用噪声很低的高增益、宽带运算放大器来实现。中频电路模块还包括前置放大器后续的解调器、信号重建滤波放大器、双路AD变换器，以及阶梯线性调频连续波微波发射信号产生模块的低频电路部分、雷达各个电路模块需要的低噪声供电电源。按照所述雷达系统的要求，本发明已经详细描述了这些电路单元的设计要点。至此，本发明已经含盖了窄波束、长覆盖FMCW雷达包括核心部分在内的全套、完整技术。
Claims (9)
1.一种窄波束、长覆盖FMCW雷达，能够检测雷达波束照射区域内目标的存在和测量目标距离，其特征在于：所述雷达由微波前端、中频模拟电路模块、和数字信号处理器3部分组成，并使用阶梯线性调频连续波体制；所述微波前端包括两个相同设计的天线，其波束形状成刀片形，分别用作发射天线和接收天线，两个天线采用自主创造的“馈线不连续性最小化”设计技术进行设计；所述微波前端还包括微波压控振荡器、微波功率放大器、不等分功分器、微波平衡混频器，其中不等分功分器将微波功放输出功率的大部分馈送给发射天线，将小部分功率分配给微波混频器作为本振信号，同时平衡混频器使用高阻抗设计方案，以改善混频电路的阻抗匹配；所述中频模拟电路模块包括微波混频器后连接的低噪声前置放大器、前置放大器后连接的解调器、解调器后连接的双路信号重建滤波放大器、双路重建滤波放大器后连接的双通道模拟数字变换器(ADC)、利用ADC输出的字同步信号驱动的阶梯线性调制信号产生器、以及雷达各个电路模块需要的低噪声供电电源；所述阶梯线性调制信号产生器由高位计数器、精密电阻网络、精密稳压电源、电压合成器和温补分压器组成，并使用来至双通道ADC的字同步信号进行驱动，保证阶梯线性电压具有准确的同步时基，同时保证阶梯线性电压的基线和总幅度能够分别进行控制和温度补偿，最终保证微波压控振荡器输出的基准频率和调频宽度在工业温度范围内稳定在应用限定的范围内；所述FMCW雷达使用新的雷达时基同步方法，利用双通道ADC产生的字同步信号作为雷达系统的时基同步信号，为雷达发射信号调制、接收信号解调提供同步时基，免除了附加雷达同步定时模块的必要性；所述双通道ADC按向DSP提供数据码流、数据位同步信号、左右字同步信号共3路信号，同时，调制信号产生器还向DSP提供阶梯线性调制的帧同步信号；所述雷达系统中使用的通道滤波器带宽按照应用需求的最佳值来设计；本发明提供的雷达系统设计方案完全按照阶梯线性调频的连续微波雷达理论论证来实施。
2.属于权利要求1中的雷达的天线设计，所述“馈线不连续性最小化”设计技术，其设计结果的结构特征在于：一个贴片单元和另一个贴片单元之间的馈线，其宽度是单调变化的；与此对照，现有商用雷达中同类天线，其贴片单元之间的馈线宽度基本上都不是单调变化的。
3.属于权利要求1中雷达的天线，其特征在于所述天线使用对称分支、重复多个贴片单元的并馈设计方案；典型用例天线在一个方向的重复数为22单元，对24.15GHz应用情况，天线金属图样占用的最大长度约181毫米。
4.本发明中的阶梯线性电压波形产生技术和阶梯线性调频微波产生技术是可通用技术，其特征在于：阶梯线性电压波形用同步信号驱动高位计数器加上精密无源电阻网络来产生，同步信号周期决定阶梯线性电压的步进时间，选用的计数器位数决定阶梯线性电压的步进精度，而计数器的电源电压决定阶梯线性电压波形的总幅度；将阶梯线性电压波形经过带温补的电阻分压器作为微波压控振荡器的输入，能够使得微波振荡器产生的线性调频，其调频宽度可控，并且调频宽度关于温度变化稳定。
5.属于权利要求1中的雷达时基同步方法，特征在于，所述字同步产生器只是双通道AD变换器输出的左右字同步信号本身输出或反相输出；而雷达信号的帧同步信号是从调制信号产生电路中的高位计数器端子上获得。
6.属于权利要求1中雷达的微波前端发射-接收微波电路使用非等分功分器对功放后信号实施优化功率分配，其设计结果的结构特征在于：功分器有分支耦合器结构，其并联分支的宽度远小于串联分支宽度；所述微波电路中对平衡混频器使用高阻抗设计方法，其设计结果的结构特征在于：从本振信号输入口到混频环以及从接收天线端到混频环均有显见的阻抗匹配过渡微带节。
7.属于权利要求1中雷达的微波前端，其特征在于，微波前端中有金属支撑板，金属支撑板一侧粘贴天线印制板，另一侧粘贴微波收发电路板；对24.15GHz雷达，整个微波收发电路版图设计在一个尺寸约为77.5mm X 29mm的小面积上；本发明公开的微波收发电路设计图样是产品设计图样，属于权利要求范围。
8.属于权利要求1中雷达的通道滤波器，是指中频电路中解调器后的信号重建滤波放大器，其特征在于，该重建滤波器的带宽设计值B等于雷达系统能够分析的最高频率值fmax，即B＝fmax；而fmax决定于雷达需要检测的最大距离Rmax，按下式来计算
其中fsweep是调频宽度；Tchirp是调频周期；c是光速。
9.属于权利要求1中雷达的数字信号处理器，其特征在于，该处理器接受来至权利要求5中所述调制信号产生电路的帧同步信号作为非屏蔽中断，对来至AD变换器的数字信号实施按帧处理；其处理算法的核心是快速傅里叶变换和目标谱线提取；所述处理器对主存区进行划分管理，使得数据采集经过DMA进入一个主存分区和在主存的另一个分区中实施计算处理能够并行地进行，并且当一个数据采集帧完成前，计算处理能早先完成，而当一个数据采集帧完成时，所述两个主存分区的工作模式在帧同步下进行“乒乓式”交换。
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