CN109546318A - 一种适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，天线为加载特定横缝和纵缝的矩形贴片，该天线由基片集成波导馈电缝隙耦合激励。本发明的天线在具有结构简单、低剖面、易加工、带宽宽、在设计频段内交叉极化低和辐射方向图稳定等优点；利用腔模型和微扰理论，可以将天线介质层和馈电网络之间黏贴层的影响考虑在设计中，提高计算天线理论尺寸的精确度。

Description

一种适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带 天线

技术领域

本发明涉及一种双模工作的宽带低剖面微带天线，天线通过基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)末端的缝隙耦合激励，属于天线技术领域。

背景技术

天线是无线通信系统的重要组成部分。无线通信的快速发展，对体积小、成本低、高增益、易集成及宽带的天线产生迫切需求。传统的微带天线具有低剖面、低成本、体积小、质量轻、易于平面化、易集成等优点，但也存在带宽窄的缺点。

现有不少技术来改进微带天线的带宽。通过利用L型探针，T型馈线等馈电方式，可以显著改善微带天线的带宽，但会带来馈电方式复杂度增加、天线剖面增高等缺点。堆叠形式的微带天线、E型天线、加载U型槽的微带天线也有比较宽的工作带宽，但也存在交叉极化高、辐射方向图不稳定、结构复杂度相比传统微带天线高等缺点。同时，很多改进带宽的方式在毫米波频段，由于结构复杂、加工精度限制、加工成本高等原因，较难在工程中广泛使用。

随着现代无线通信的快速发展，对具有带宽、低剖面、结构简单的微带天线产生了很大需求。

发明内容

发明目的：针对现有技术中存在的问题与不足，本发明提供一种可以满足无线通信系统需要的、可应用于微波毫米波频段的、易于设计和加工、易于平面集成的宽带微带天线。

通过在矩形贴片上加载合适的纵缝，改变TM₂₀模式的电场分布，使得原来无法定向辐射的TM₂₀模式实现定向辐射，该模式与主模TM₁₀模式结合，从而实现宽带的特性；通过在矩形贴片上加载合适的横缝，抑制了宽频带内不需要的工作模式，保证的辐射方向图在宽频带内的稳定性。该天线具有易于平面集成、结构简单、低剖面、带宽宽等优点。

技术方案：一种适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，包括天线本体和馈电网络；所述天线本体包括从上到下依次层叠在一起的金属贴片、第一介质层黏贴层、金属层；所述馈电网络由第二介质层，分别印刷在第二介质层上下两面的金属层，以及穿过上下金属层和介质层的多个金属化的盲孔构成；所述多个金属化的盲孔构成SIW的类矩形腔；在类矩形腔内有一个金属化的盲孔，在馈电网络到天线之间起到阻抗匹配作用；所述馈电网络部分的金属层与天线的地共用同一金属层；所述贴片天线单元为设在第一介质层上的金属贴片，金属贴片上开有纵向矩形缝隙，纵向矩形缝隙将贴片分为2个相等的部分，所述纵向矩形缝隙的方向与SIW传输结构末端的缝隙的方向一致；所述金属贴片上还开有2个横向矩形缝隙，2个横向矩形缝隙关于矩形贴片横向中轴线和纵向中轴线均对称；所述第二介质层的上金属层上开有与矩形贴片的纵向矩形缝隙位置对应的矩形纵缝，矩形纵缝的长度方向的中轴线位于矩形金属贴片的纵向矩形缝隙长度方向中轴线的正下方，天线通过该矩形纵缝耦合激励。

矩形贴片天线单元和馈电网络之间无任何金属化孔，整个天线只存在一种类型的金属化孔。

所述天线宽度和纵向矩形缝隙的宽度影响天线的两个谐振模式的谐振频率。所述纵向矩形缝隙可以改变TM₂₀模式的电场分布，使得高次模TM₂₀模式下微带天线能够像工作主模TM₁₀模式下的微带天线一样定向辐射，天线在TM₁₀和 TM₂₀模式下均可实现定向辐射，从而实现天线宽带特性。

所述天线上加载的两条横向矩形缝隙可以抑制不理想的模式，从而实现了宽频带内辐射方向图和增益的稳定性，改善天线的辐射特性。

通过调节天线的尺寸参数，合理排布纵向矩形缝隙的宽度、横向矩形缝隙的长度和位置，达到展宽天线带宽的效果。

在指定工作频率下，可以通过微带天线的腔模型和微扰理论确定天线的理论宽度。天线长度的初值可以设定为宽度的1.5倍左右，并通过电磁仿真优化出合适的天线尺寸。

天线通过50Ω接地共面波导转接基片集成波导传输线给天线馈电，天线由 SIW末端的缝隙(矩形纵缝)耦合激励，其中馈电网络和天线的尺寸与天线的工作频率有关。

有益效果：与传统微带天线相比，本发明提供的双模工作的宽带低剖面微带天线，具有如下优点：

1)该天线在保留传统微带天线的低剖面、结构简单等优势的同时，实现了宽频带的工作带宽，且在毫米波频段也十分容易实现。

2)利用微带天线的腔模型和微扰理论，可以得到指定工作频率下，可以确定本发明天线的宽度的理论尺寸，提高了后续仿真软件优化效率。

附图说明

图1为本发明天线的俯视图；

图2为本发明天线的侧视图；

图3为不同w₂取值下随频率变化的反射系数；

图4为不同l₂取值下随频率变化的反射系数和方向性；

图5为不同l₆取值下随频率变化的反射系数和方向性

图6为本发明天线的增益及反射系数随频率变化的示意图；

图7-1为本发明天线在34.5GHz处的xoz平面的方向图；

图7-2为本发明天线在34.5GHz处的yoz平面的方向图；

图8-1为本发明天线在41.0GHz处的xoz平面的方向图；

图8-2为本发明天线在41.0GHz处的yoz平面的方向图；

图9-1为本发明天线在47.5GHz处的xoz平面的方向图；

图9-2为本发明天线在47.5GHz处的yoz平面的方向图；

图10为本发明天线仿真与测试的反射系数和增益；

图11为本发明带有传输结构和测试接头的天线的模型图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

如图1和图11所示，适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，该天线主要由天线本体、由金属化孔5-2构成的SIW馈电网络、耦合馈电的矩形纵缝4、调节阻抗匹配的短路金属化通孔5-1、加载横向矩形缝隙3和纵向矩形缝隙2的矩形贴片天线单元1(低剖面宽带天线单元)构成。在本发明中，介质选取的材料为Taconic TLY，介电常数2.2；采用的介质黏贴层选取的材料为Rogers 4450，介电常数3.4。

如图2所述，天线本体包括从上到下依次层叠在一起的金属贴片1、介质层6-1、黏贴层7、金属层8-1；馈电网络由介质层6-2，分别印刷在介质层6-2上下两面的金属层8-1和金属层8-2，以及穿过金属层8-1、介质层6-2和金属层8-2 的多个金属化的盲孔构成；多个金属化的盲孔中的多个金属化的盲孔5-2构成 SIW的类矩形腔，在矩形腔内的金属化的盲孔5-1在馈电网络到天线之间起到阻抗匹配作用；馈电网络部分的金属层与天线的地共用同一金属层，即金属层8-1；贴片天线单元为设在介质层6-1上的金属贴片1。如图2所示，将金属层8-2所在的平面看作xoy平面，x轴和y轴的方向如图所示，在矩形贴片的中央开有一条沿着y方向的纵向矩形缝隙2，纵向矩形缝隙2将贴片分为2个相等的部分；矩形贴片上还开有两条沿着x方向的横向矩形缝隙3，2个横向矩形缝隙3关于矩形贴片横向中轴线和纵向中轴线均对称；介质层6-2上开有与纵向矩形缝隙2 位置对应的矩形纵缝4，矩形纵缝4的长度方向的中轴线位于纵向矩形缝隙2长度方向中轴线的正下方，天线通过矩形纵缝4耦合激励。

天线的TM₁₀和TM₂₀两个模式的谐振频点主要由w₁和w₂决定，按照微带天线的腔模型，TM₂₀模式的谐振频点f₂可以表示为

其中，c为光速，Δl和ε_e分别为延伸长度和等效介电常数，可参考施奈德(W.V.Schneider)和哈莫斯塔德(E.Hammererstad)给出的经验公式。

由于在设计中，黏贴层厚度和介质厚度在一个数量级，所以黏贴层的影响不能忽略。利用微扰理论，可以将黏贴层的影响视为微扰，于是可以得到有黏贴层的谐振频率和无黏贴层(这里总厚度不变，黏贴层部分替换为相同介电常数和磁导率的介质)的谐振频率之间的关系：

其中，V是空腔模型中腔的体积，Δε在黏贴层部分为(ε′-ε_e)，ε′为黏贴层的介电常数，Δμ在该天线设计中为0，μ是磁导率，f′₂是加入黏贴层为微扰材料后的TM₂₀模式的谐振频率；分别为对应模式下，空腔模型的电场和磁场，分别表示在dv单位体积下电场和磁场的模。

将TM₂₀的电场和磁场分布代入公式(2)并化简可以得到

对于指定TM₂₀模式的谐振频点，可以理论计算出天线的宽度w₁。天线长度的初值可以设定为1.5w₁，采用电磁仿真软件对天线尺寸进行进一步优化。

如图1和图2所示，本发明的宽带低剖面微带天线，位于天线中央的纵向矩形缝隙2不仅改变TM₂₀模式的电场分布，纵向矩形缝隙2的宽度还会影响到天线的反射系数。纵向矩形缝隙2宽度w₂对反射系数的影响如图3所示；两条对称的横向矩形缝隙3的主要作用是抑制工作频段内不理想的模式，保证TM₁₀模式和TM₂₀模式在整个工作频段内正常工作，获得稳定的辐射性能。横向矩形缝隙3的长度和位置需要通过电磁仿真软件进一步优化，从而获得更好的阻抗带宽和辐射性能。

采用电磁仿真软件对天线尺寸进行优化，得到天线尺寸参数如表1所示。各参数代表的意义已在图1中标注。l₁和w₁分别为天线的长度和宽度；w₂为天线上纵向矩形缝隙2的宽度，而纵向矩形缝隙2的长度即为天线的长度l₁；l₂是两条横向矩形缝隙3之间的间距；l₃和w₃分别是金属层8-1上、SIW末端的耦合馈电的矩形纵缝4的长度和宽度；金属化过孔5-1的位置由l₄和w₄决定；SIW 末端的耦合馈电的矩形纵缝4的位置由l₅和w₅决定；l₆和w₆分别为天线上两条横向矩形缝隙3的长度和宽度；l₇和w₇分别为介质层6-1的长度和宽度和介质层 6-2除去图10所示的SIW传输结构和SIW转接地共面波导部分后的长度和宽度； p是金属化盲孔5的直径；h₁、h₂和h₃分别为介质层6-1的厚度、黏贴层7的厚度和介质层6-2的厚度。

图3给出的纵向矩形缝隙2宽度w₂对天线反射系数的影响；图4给出了横向矩形缝隙3在天线上的位置对天线反射系数和方向性的影响；图5给出了天线横向矩形缝隙3的长度对天线反射系数和方向性的影响；图6给出了天线上横向矩形缝隙3的数量对天线反射系数和方向性的影响；图7-1、图7-2为天线在34.5 GHz下的仿真和实测方向图；图8-1、图8-2为天线在41.0GHz下的仿真和实测方向图；图9-1、图9-2为天线在47.5GHz下的仿真和实测方向图；图10给出了仿真和测试的天线的增益和反射系数，测试对象为利用PCB技术实现的工作在Ka波段左右的宽带低剖面微带天线。根据实测，综合考虑天线的阻抗带宽和辐射方向图带宽，天线的工作带宽达到了45％。图11给出了为了实际测试，包含SIW传输结构和SIW转接地共面波导部分的天线模型。

表1

参数	数值(mm)	参数	数值(mm)
				l<sub>1</sub>	5.28	l<sub>2</sub>	3.28
l<sub>3</sub>	3.09	l<sub>4</sub>	1.60
				l<sub>5</sub>	0.25	l<sub>6</sub>	2.40
l<sub>7</sub>	15.00	R	0.30
				w<sub>1</sub>	3.35	w<sub>2</sub>	0.25
w<sub>3</sub>	0.29	w<sub>4</sub>	1.27
				w<sub>5</sub>	0.88	w<sub>6</sub>	0.48
w<sub>7</sub>	15.00	P	0.60
				h<sub>1</sub>	0.508	h<sub>2</sub>	0.10
h<sub>3</sub>	0.508

Claims (6)

1. 一种适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，包括天线本体和馈电网络；所述天线本体包括从上到下依次层叠在一起的金属贴片、第一介质层、黏贴层、金属层；所述馈电网络由第二介质层，分别印刷在第二介质层上下两面的上金属层和下金属层，以及穿过上金属层、介质层和下金属层的多个金属化的盲孔构成；所述多个金属化的盲孔构成基片集成波导（Substrate Integrated Waveguide, SIW）的类矩形腔，在腔内有一个金属化的盲孔，在馈电网络到天线之间起到阻抗匹配作用；所述馈电网络部分的上金属层与天线的地共用同一金属层；其特征在于：所述矩形贴片天线单元为设在第一介质层上的金属贴片，金属贴片上开有纵向矩形缝隙，纵向矩形缝隙将贴片分为2个相等的部分，所述纵向矩形缝隙的方向与SIW传输结构末端的缝隙的方向一致；所述金属贴片上还开有2个横向矩形缝隙，2个横向矩形缝隙关于矩形贴片横向中轴线和纵向中轴线均对称；所述第二介质层上方的金属层上开有与金属贴片上的纵向矩形缝隙位置对应的矩形纵缝，矩形纵缝的长度方向的中轴线位于天线的纵向矩形缝隙长度方向中轴线的正下方，天线通过该矩形纵缝耦合激励。

2.如权利要求1所述的适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，其特征在于：所述天线宽度和纵向矩形缝隙的宽度影响天线的两个谐振模式的谐振频率。

3.如权利要求1所述的适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，其特征在于：通过调节天线的尺寸参数，排布纵向矩形缝隙的宽度，以及横向矩形缝隙的长度和位置，达到展宽天线带宽的效果。

4.如权利要求1所述的适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，其特征在于：在指定工作频率下，通过微带天线的腔模型和微扰理论确定天线的理论宽度。

5.如权利要求4所述的适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，其特征在于：天线长度的初值设定为宽度的1.5倍左右，并通过电磁仿真优化出最合适的天线尺寸。

6.如权利要求1所述的适用于微波毫米波频段的双模工作的宽带低剖面微带天线，其特征在于：天线通过50Ω接地共面波导转接SIW传输线通过缝隙耦合的方式给天线馈电，SIW馈电网络和天线的尺寸与天线的工作频率有关。