CN109494985B

CN109494985B - 一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法

Info

Publication number: CN109494985B
Application number: CN201811453158.9A
Authority: CN
Inventors: 陈章勇; 赵玲玲; 吴云峰; 沈澜枭
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2018-11-30
Filing date: 2018-11-30
Publication date: 2020-12-29
Anticipated expiration: 2038-11-30
Also published as: CN109494985A

Abstract

本发明针对电容串接式交错并联Boost变换器的全占空比范围内不均流问题公开了一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法。该控制方法基于电容电荷平衡原理，通过调整中间储能电容充电时间与放电时间，使得电感电流大小随之改变，从而实现两相电感电流均分。该均流方法无需额外增加电流传感器，也无需加入额外控制自由量，在原电路的基础上，仅需改变其中某相电流的占空比，无需采样反馈就能实现变换器在全占空比区域内实现的电流共享，且能够保持较传统Boost变换器的二倍压特性，从而简化了电路控制，扩大了电路稳定性与应用范围，是一种高性能、低成本的解决方案。

Description

一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法

技术领域

本发明属于电路电子领域，涉及交错并联DC-DC变换器的均流控制技术应用，尤其是在太阳能光伏发电并网变换器的技术领域。

背景技术

为了满足未来人类社会的生存和可持续发展，迫切需要对新能源进行开发利用，并进行能源结构的重心转变，以此来满足人们对能源使用的需求。太阳能光伏发电是新能源和可再生能源的重要组成部分，也是当前世界上最有发展前景的新能源技术之一。由于太阳能的低能量密度特性，所以一般要求在光伏发电系统当中，尽可能地减少电力电子交换的环节，主电路的拓扑选择尽可能简单，以提高整体系统的转换效率。首先用无隔离的DC/DC变换器装置把太阳能电池阵列的直流电压提升到逆变器并网需要的直流电压，对光伏发电系统中DC/DC变换器展开具体研究和详细分析，能进一步提高系统关键平衡设备的功率密度、效率、可靠性和电磁兼容性。

并联DC-DC变换器有许多理想的特性，与传统的变换器相比，交错并联式变换器散热效果好，纹波小，动态响应更好，效率更高，成本更低。但由于电路结构、制造工艺、元件容差、环境影响等非理想因素存在，某些模块承受的电压和电流的应力较大，损坏机率上升，可能在工作期间提前饱和引起系统的保护动作，进而导致整个并联系统不能正常工作。所以，解决并联变换器的均流问题非常重要。

为解决输入电流不均衡对变换器的影响，国内外相关研究者在并联的电源系统中对均流技术的研究通常可分为两大类：下垂控制法和有源控制法。下垂控制法基本思想是在每相输出一个模拟电阻，利用负载调节特性曲线来实现电流调整，该方法易于实现，但调节特性较差。而对于有源控制技术，基本依赖于传感器，除传感器自身误差外，还必须进行定期维护和校准。近期发展了许多无传感器的的有源控制技术，也因为其复杂的计算和高昂的设备成本较难应用。目前常用的几种均流技术及其缺点如下:

1、改变单元输出内阻法(斜率控制法、电压下垂式、输出特性斜率控制式)缺点:小电流时均流效果较差，对于电压源，内阻R应越小越好，但这种方法是靠改变内阻来实现均流，降低了电源输出的负载特性,以牺牲电流的技术指标来实现。

2、主/从控制法缺点:一旦主控单元出现故障则整个系统崩溃，且电压环工作频带宽，易受噪声干扰，而且主控单元与各从属单元之间的通讯方式复杂，可靠性仅取决于主控单元。

3、外部电路控制法缺点:每个单元需要附加一个电流控制电路，否则会降低单元的技术指标及工作稳定性，而随着并联的单元越来越多,整个均流系统也越来越复杂，不便于维护升级。

4、平均电流型自动负载均流法缺点:为了使系统在动态调节过程始终稳定,通常要限制最大调节范围，要将所有电压调节到电压捕捉范围内，如果有一个模块均流线短路，则系统无法均流。另外，单个模块限流工作异常也会引起系统不稳定，尤其是系统稳定性与负载均流瞬态响应的矛盾很难解决。

5、最大电流型自动均流法缺点:最大电流自动均流法缺点与平均电流法的缺点相似。

6、强迫均流法缺点:强迫均流极度依赖监控模块.如果监控模块失效.则无法实现均流效果。

可以看出，针对并联DC-DC变换器均流处理存在的稳定性、效率低、成本高的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

为了克服电容串接式交错并联Boost变换器在占空比小于0.5的工作区间内两相电流不能均流运行的不足，本发明针对该变换器不能在全占空比范围内均流运行的问题提供了一种无任何外加辅助设备的均流控制方法，以解决相关技术中的问题。

本发明所采用的技术方案是：在没有内在共享电流的区域，通过修改某个交错相的占空比，调整中间电容充电时间与放电时间的比例，进而改变电流大小确保输入电流均分，并保持电路较于传统Boost变换器二倍输出增益的特性。不对称占空比均流控制方法完全基于变换器的瞬时占空比，不需要估算相电流，则无需额外增加电流传感器。

本发明方案为一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法，该方法中的交错并联Boost变换器为两相并联交错的Boost变换器，包括：A相输出电感L₁、A相开关管S₁、A相二极管D₁、B相输出电感L₂、B相开关管S₂、B相二极管D₂、中间电容C_t、输出滤波电容C_o；A相输出电感L₁一端与电源正极连接，另一端与A相开关管S₁漏极相连接，A相开关管S₁源极接电源负端、栅极外接S₁的驱动信号，同时A相电感L₁与A相开关管S₁漏极共接点处连接A相二极管D₁的正端，A相二极管D₁负端和中间电容C_t正端相连；B相输出电感L₂一端连接电源正极后，另一端与B相开关管S₂漏极相连接，开关管S₂源极接输入电源负端、栅极外接S₂的驱动信号，B相电感L₂与开关管S₂漏极共接点与中间电容C_t负端相连；C_t正端与A相二极管D₁负端共接点接B相二极管D₂的正端，B相二极管D₂的负端与输出电容C_o正端相连，输出电容C_o负端接输入电源负端；

当所需输出电压增益大于等于4时，电路工作于0.5<D<1的区间，D表示占空比，A相开关管S1和B相开关管S2的驱动信号为交错180°、占空比为D的PWM信号；当所需输出电压增益小于4时，采用不对称占空比均流控制策略，即A相开关管S₁保持占空比为D的PWM(脉冲宽度调制)驱动信号，B相开关管S₂采用相移180°、占空比固定为1/2的PWM驱动信号。

在此控制策略下，A相电流i_Ll负责中间电容充电，B相电流i_L2负责中间电容放电，A相电流和B相电流对电容作用时间相同，在中间电容Ct电荷平衡的作用下，实现A相电流和B相电流均分。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、控制方案在原有电路基础上实现，完全基于变换器的瞬时占空比，不需要额外增加控制自由量，也无需估算相电流，即无需增加如电流传感器等任何外部设备。

二、在0<D<0.5的占空比范围内保持了变换器较传统Boost变换器的输出增益倍压特性，从扩大了电路稳定性与应用范围。

三、由于电路增加了B相占空比，B相二极管导通损耗降低，因此电路损耗有一定降低，从而提高了变换器的效率。

附图说明

图1为串接电容式Boost变换器的电路结构图；

图2为串接电容式Boost变换器的4种工作状态；

图3为串接电容式Boost变换器工作于0.5≤D<1的波形分析图；

图4为串接电容式Boost变换器工作于0<D<0.5在传统控制下的波形分析图；

图5为串接电容式Boost变换器工作于0<D<0.5在本发明均流方法下的波形分析图；

图6为串接电容式Boost变换器工作于0.5≤D<1的仿真波形图；

图7为串接电容式Boost变换器工作于0<D<0.5的传统控制方式脉冲及仿真波形；

图8为本发明均流方法下串接电容式Boost变换器工作于0<D<0.5的仿真波形。

具体实施方式

下面通过具体实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。下面结合附图对本发明进一步说明。

如图1、2、3、4、5所示，当电感电流工作于连续导电模式，根据两个开关管的开关状态，拓扑共有4个电路状态，下面将工作模态分为0.5≤D<1和0<D<0.5的情况。

当变换器工作在0.5≤D<1的区间内，电路共分为四个阶段：

(1)S₁S₂＝11，如图2(D)所示，两相电感均处于充电状态，两二极管均反向截止，中间电容两端无导通回路，电压维持不变；

(2)S₁S₂＝01，如图2(C)所示，中间电容通过A相电感的放电而开始充电，B相电感维持充电状态；

(3)S₁S₂＝11，如图2(D)所示，与(1)工作模式一致；

(4)S₁S₂＝10，如图2(B)所示，A相电感持续充电，B相电感和中间电容同时向负载放电。

当变换器工作在0<D<0.5的区间内，电路也分为四个阶段：

(1)S₁S₂＝00，如图2(A)所示，两电感均处于放电状态，中间电容也处于放电状态；

(2)S₁S₂＝10，如图2(B)所示，A相电感经输入电源充电，B相电感和中间电容维持放电状态；

(3)S₁S₂＝00，如图2(A)所示，与(1)工作模式一致；

(4)S₁S₂＝01，如图2(C)所示，中间电容通过A相电感的放电而开始充电，B相电感进入充电模式。

在本发明的均流控制方法下，占空比调整后，(T₁+T₂+T₃)与T₄相等且等于1/2T，即中间电容放电时间与充电时间各占1/2周期，由于中间电容的充电状态仅由流过L₁的电流i_L1承担，放电状态仅由流过L₂的电流i_L2承担，所以i_L1和i_L2由于电容的存在，将自动实现均流。

仿真分析结果：

图6、图8为基于串接电容式交错并联Boost变换器的仿真结果，可以看出电路正常工作状态下，能够在全占空比范围实现各相电流均分。图7实施例的开关周期仿真波形，其仿真参数为：输入电压V_in＝30Vac,负载电阻R_L＝100Ω，中间电容C_t＝4.7uF，电感L₁＝L₂＝250uH，输出电容C_o＝300uF。由图8可知，在0<D<0.5的工作区间，B相占空比固定为1/2开关周期的条件下，实现了输入电流连续模式下的在0<D<0.5区间的均流，即能够在全占空比范围实现各相电流均分。由图6、8可知，该均流方法没有增加功率器件的电压应力，且在全范围内能实现较传统Boost变换器二倍的升压比。

综上，本发明所提出的变换器，能够在全占空比范围实现各相电流均分，较传统Boost变换器二倍的升压比，无需增加额外器件，即在不增加成本的前提下就能很好的解决传统串接电容式交错并联Boost变换器在占空比小于0.5时无法均流的问题。并且在该均流方法下，将电路输入输出增益统一到较传统Boost变换器二倍，提高了电路升压比。此外，相较于传统串接电容式交错并联Boost变换器，本发明所提出的均流方法，由于增大了B相开关管的导通时间，使得B相二极管导通损耗降低，开关管开通损耗为改变，提高了电路效率，节约了电路成本。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于交错并联Boost变换器的全占空比均流控制方法，该方法中的交错并联Boost变换器为两相并联交错的Boost变换器，包括：A相输出电感L₁、A相开关管S₁、A相二极管D₁、B相输出电感L₂、B相开关管S₂、B相二极管D₂、中间电容C_t、输出滤波电容C_o；A相输出电感L₁一端与电源正极连接，另一端与A相开关管S₁漏极相连接，A相开关管S₁源极接电源负端、栅极外接S₁的驱动信号，同时A相电感L₁与A相开关管S₁漏极共接点处连接A相二极管D₁的正端，A相二极管D₁负端和中间电容C_t正端相连；B相输出电感L₂一端连接电源正极后，另一端与B相开关管S₂漏极相连接，开关管S₂源极接输入电源负端、栅极外接S₂的驱动信号，B相电感L₂与开关管S₂漏极共接点与中间电容C_t负端相连；C_t正端与A相二极管D₁负端共接点接B相二极管D₂的正端，B相二极管D₂的负端与输出电容C_o正端相连，输出电容C_o负端接输入电源负端；

当所需输出电压增益大于等于4时，电路工作于0.5<D<1的区间，D表示占空比，A相开关管S1和B相开关管S2的驱动信号为交错180°、占空比为D的PWM信号；当所需输出电压增益小于4时，采用不对称占空比均流控制策略，即A相开关管S₁保持占空比为D的脉冲宽度调制驱动信号，B相开关管S₂采用相移180°、占空比固定为1/2的脉冲宽度调制驱动信号；

当变换器工作在0<D<0.5的区间内，电路分为四个阶段：

(1)S₁S₂＝00，两电感均处于放电状态，中间电容也处于放电状态；

(2)S₁S₂＝10，A相电感经输入电源充电，B相电感和中间电容维持放电状态；

(3)S₁S₂＝00，与(1)工作模式一致；

(4)S₁S₂＝01，中间电容通过A相电感的放电而开始充电，B相电感进入充电模式；

其中，0表示开关管断开，1表示开关管接通。