CN109391208A - 电动驱动装置的多重控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明目的在于提供一种用于电动驱动装置的多重控制方法。本发明提供的多重控制方法包括以下步骤：采用控制部接收指令信号；采用控制部中的计算控制单元根据指令信号得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；采用驱动部的m个驱动单元接收开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；采用功率变换部的m个功率变换单元接收驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为多相电机的m个多相绕组单元需要的多相线电流；采用m个多相绕组单元根据多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动电动驱动装置，其中，计算控制单元输出的m组开关控制信号使得m个多相绕组单元的同相线电流通过叠加形成的波形接近正弦波。

Description

电动驱动装置的多重控制方法
技术领域
本发明属于电机领域，特别涉及一种用于电动驱动装置的多重控制方法。
背景技术
在现今的社会，对环境保护的要求越来越高，各种设备的环保标准也随之提高。随着石油这种不可再生能源的日渐枯竭，促进了绿色能源的发展和应用。为了更好地保护环境，减少对石油资源的依赖，国家下发了各种政策并大力推广新能源以及可再生能源。
目前，将电能作为各种设备的动力已成为发展的主流。将电作为能源的电动设备如电动公交车、电动小轿车和电动叉车等等也越来越受到生产商和消费者的青睐。电动设备不但污染小，可以通过可再生能源提供电能，而且，与燃油设备相比，它还具有能源利用率高、结构简单、噪声小、动态性能好和便携性高等优点。在石油资源越来越紧张的形势下，大力发展电驱动装置，特别是大功率电驱动装置如电动战车、电动军舰、电动飞行器和电驱动航空母舰等等，对于国防安全具有深远的意义。
由于交流电机，特别是异步电机，具有结构简单、运行可靠、重量轻、价格便宜的优点，所以它得到了广泛的应用。但是，交流电机采用的是脉冲宽度调制控制的功率变换器供电，功率开关管的开关频率一般都是20千赫兹以上。电动驱动装置本质上是非线性的，存在高次谐波电流、转矩和转速脉动等现象。在现有技术中的控制方法中，为了提高多相电机的性能，减小线电流的高次谐波，减小转矩脉动，提高多相电机输出的稳定性能，一般都采用提高功率开关管开关频率的方法，但是在正弦脉冲宽度调制控制技术中，即使开关频率达到200KHz以上，线电流的总谐波畸变率百分比仍然等于9左右。而功率开关管的发热主要来源于导通和关断过程，发热量与开关频率成正比，因此，开关频率越高，发热量越大，温升越高。
另外，对于大功率电动驱动装置，输出功率与电机的额定电压和额定电流的乘积成正比。在某些对电源电压有限制的电动驱动装置，如安全电压、动力电池电压或者是民用电压级别的限制，都将导致大功率电动驱动装置中电机的额定电流很大，功率开关管的发热量与工作电流的平方成正比，导致温升急剧上升。
而在电动驱动装置中，对功率开关管的要求极为苛刻，在正常工作时，功率开关管必须在最大工作温度、最大工作电流和最大工作电压以下工作，一旦超过任意一个条件，功率开关管很容易损坏。另外，功率开关管的工作温度一般都远高于环境温度，随着工作时间的增加，功率开关管老化速度加快，最大工作温度、最大工作电流和最大工作电压等性能指标都随之降低，极易发生功率开关管损坏等故障，进而引发电动设备故障甚至安全事故。总而言之，工作温度越高，故障率越高。
在大功率的高性能电动驱动装置中，功率开关管工作电流和开关频率的提高，导致功率开关管的发热量和温升也随着增大，影响了电动驱动装置可靠性和安全性。
综上，这些问题已经严重影响了大功率高性能电动设备，包括电动工具、电动车、电动船、高速升降客梯、变频中央空调、电气化列车，甚至国防上的电动战车、电动军舰、电动飞行器和电驱动航空母舰的发展。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而进行的，目的在于提供一种用于电动驱动装置的多重控制方法。
本发明提供了一种用于电动驱动装置的多重控制方法，具有这样的特征，包括以下步骤：采用控制部接收与多相电机输出的预定输出值对应的指令信号；采用控制部中的至少一个计算控制单元根据指令信号按照预定方法计算得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；采用驱动部的m个驱动单元接收开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；采用功率变换部的m个功率变换单元接收驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为多相电机的m个结构相互独立的多相绕组单元需要的多相线电流；采用多相电机的m个多相绕组单元根据多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动电动驱动装置，其中，计算控制单元输出的m组开关控制信号使得m个多相绕组单元的同相线电流通过叠加形成的波形接近正弦波，每个驱动单元包含n个驱动器，每个功率变换单元包含n个功率变换器，每个多相绕组单元包含n个结构相互独立的多相绕组，每个输出端与对应的n个驱动器相连接，每个驱动器与对应的功率变换器相连接，每个功率变换器与对应的多相绕组相连接，m为大于1的正整数，n为正整数。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，预定方法中包含一种矩形脉冲宽度调制方法，该矩形脉冲宽度调制方法是以矩形波为调制波，把该矩形波和载波进行调制从而形成矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组开关控制信号，载波为三角波以及锯齿波中的任意一种。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，预定方法中包含一种矩形脉冲宽度调制方法，该矩形脉冲宽度调制方法是根据矩形波、每周期的矩形脉冲个数以及矩形脉冲的占空比直接计算得到矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组开关控制信号。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，m组矩形脉冲宽度调制波对应的m个矩形波叠加以后的叠加波形是中心对称的且接近正弦波，叠加波形和正弦波幅值相等。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，矩形脉冲宽度调制方法采用一个预定公式对矩形脉冲宽度调制方法中的矩形波宽度进行设定，该预定公式为k＝1，…，p，Wk为与开关控制信号相对应的矩形脉冲宽度调制波的p个矩形波宽度，单位为弧度，另外(m-p)个矩形波宽度为零。p为小于等于m的正整数。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，预定输出值为位移值、转速值和转矩值中的一种。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，当单个功率变换器输出的额定电流有效值均为I1，多相电机的额定电流有效值为IN时，个数m和n满足下述条件：m×n＞IN÷I1。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，直流电源为电池组或整流电源，电池组包含由多个电池单体串并联而成的至少一个串并联电池组或由多个电池单体串联而成的m×n个结构相互独立且性能参数相同的串联电池组，每个串联电池组对应连接一个功率变换器，每个功率变换器接收对应连接的驱动器输出的驱动信号并根据该驱动信号将串联电池组的直流电转换为对应连接的一个多相绕组需要的多相线电流，性能参数包含额定容量、额定电压、额定电流和内阻。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征，还包括：其中，采用输出传感部检测多相电机输出的预定输出值，并发送对应的输出反馈信号，采用控制部在根据指令信号的同时，还根据输出反馈信号计算并输出开关控制信号，预定输出值为位移值、转速值和转矩值中的一种。
在本发明提供的多重控制方法中，还可以具有这样的特征，还包括：其中，采用内环传感器检测多相电机的物理参数，并发送对应的内环反馈信号；控制部在根据指令信号和输出反馈信号的同时，还根据内环反馈信号计算并输出开关控制信号，物理参数为线电压、线电流、转速以及转矩中的至少一种。
发明的作用和效果
根据本发明所涉及的多重控制方法，因为采用控制部接收与多相电机输出的预定输出值对应的指令信号，采用控制部中的至少一个计算控制单元根据指令信号按照预定方法计算得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；采用驱动部的m个驱动单元接收开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；采用功率变换部的m个功率变换单元接收驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为多相电机的m个结构相互独立的多相绕组单元需要的多相线电流，采用多相电机的m个多相绕组单元根据多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动电动驱动装置，所以，计算控制单元输出的m组开关控制信号使得产生的m个多相绕组单元的同相线电流中的高次谐波成分相互抵消，并使得m个多相绕组单元的同相线电流叠加后形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率更小、波形接近正弦波，多相电机的电磁力矩和输出脉动更小、更稳定，电动驱动装置或电动设备的工作性能更优越。
而且，采用本发明的控制方法，可以在维持或提高电动驱动装置性能的同时，减小功率开关管开关频率，进而减小功率开关管的发热量和功率变换部的温升，提高系统的可靠性和安全性。
不仅如此，采用本发明的控制方法，即使电动驱动装置中的m个输出端，m个驱动单元、m个功率变换单元和m个多相绕组单元中任意一个元件出现故障时，也可以通过控制部屏蔽故障元件对应的输出端，把故障元件对应的输出端、驱动单元、功率变换单元以及多相绕组单元进行隔离，保证其他单元的正常工作，保证电动驱动装置的不间断工作，有利于提高电动驱动装置的可靠性和安全性。
综上，本发明的多重控制方法具有控制简单、合理，工作性能优越、安全可靠等优点。
附图说明
图1是本发明的实施例中电动驱动装置的电路结构示意图；
图2是本实施例中的一组矩形脉冲宽度调制波示意图；
图3是本实施例中的一组矩形脉冲电压的谐波分析图；
图4是本实施例中的三组矩形脉冲宽度调制波示意图；以及
图5是本实施例中的三组矩形脉冲电压叠加后的谐波分析图。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，以下结合附图来说明本发明的具体实施方式。
电动驱动装置10设置在电动设备如电动工具、电动车、电动船、高速升降客梯、变频中央空调、电气化列车、电动战车、电动军舰、电动飞行器和电驱动航空母舰等电动设备内，用于驱动电动设备。
图1是本实施例中的电动驱动装置的电路结构示意图。
如图1所示，电动驱动装置10包括多相电机11、直流电源12、输出传感部14、内环传感部15、控制部16、驱动部18以及功率变换部19。
多相电机11的电枢绕组的套数大于等于1，等于1即是传统电机如三相电机，大于1时多相电机包含多套多相绕组，如双三相电机等。在本实施例中，电枢绕组的套数等于1。
多相电机11定子的个数大于等于1，当定子数目为两个及以上时，采用两套及以上的多相电机电枢绕组。在本实施例中，多相电机11具有一个定子以及安装在定子上的一套电枢绕组。
多相电机11的相数大于2，在本实施例中，相数为3，即多相电机11为三相电机，相应地，多相绕组1111为三相绕组，每个三相绕组具有三个独立的电枢绕组。
多相电机11具有额定线电压以及额定线电流。
多相电机11为异步电机和同步电机中的任意一种。在本实施例中，多相电机11为三相异步电机。
多相电机11电枢绕组的连接方式可以是星形连接或环形连接。在本实施例中，为环形连接，即三角形连接。
多相电机11的电枢绕组包括m个多相绕组单元111，每个多相绕组单元111包含n个多相绕组1111，多相电机11总共包含m×n个结构相互独立的多相绕组1111。m×n的个数可以通过多相电机电枢绕组的并绕根数进行拆分。拆分前后，多相电机电枢绕组和m×n个多相绕组单元的绕组相数、绕组相序和绕组连接方式保持不变。
直流电源12具有与多相电机11的额定线电压相对应的恒定电压，直流电源12是电池组或整流电源，电池组包含至少一个串联电池组或串并联电池组。在本实施例中，直流电源12采用电池组供电，电池组具有m×n个结构相互独立且性能参数相同的串联电池组并且和m×n个功率变换器一一对应连接。电池组和电容组共同为多相电机11提供功率。
指令信号13是与多相电机11输出的位移值、转速值或转矩值相对应的指令信号。
输出传感部14检测多相电机输出的位移值、转速值和转矩值中的一种并输出相对应的输出反馈信号。输出反馈信号被控制部16接收。在本实施例中，多相电机11输出的是转速值。
内环传感部15检测多相电机的线电压、线电流、转速以及转矩中的至少一种并输出相对应的内环反馈信号。输出反馈信号被控制部16接收。在本实施例中，检测多相电机的线电流，在每个多相电机绕组单元111中各抽取一个多相绕组1111的其中两相(取B相和C相)电流进行检测。
控制部16根据指令信号13、输出传感部14的转速反馈信号和内环传感部15的电流反馈信号计算并通过控制部中m个结构独立的输出单元161输出m组开关控制信号17。
驱动部18根据开关控制信号17进行功率放大产生驱动功率变换部19的驱动信号。
驱动部18具有m个驱动单元181，每个驱动单元181包含n个驱动器1811，驱动部18具有m×n个结构独立的驱动器1811，每个驱动单元181中的n个驱动器1811接收对应连接的一个输出端162发出的开关控制信号17。
每个驱动器1811都可以发出A相驱动信号、B相驱动信号以及C相驱动信号，该三相驱动信号分别驱动对应连接的功率变换器1911中的A相功率变换电路1911a、B相功率变换电路1911b以及C相功率变换电路1911c中的功率开关管，使其导通或关闭。
功率变换部19包含m个功率变换单元191，每个功率变换单元191包含n个功率变换器1911，功率变换部19具有m×n个结构独立的功率变换器1911。
每个功率变换器1911接收对应连接驱动器1811发出的驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为对应连接的多相绕组1111所需要的三相线电流。
每个功率变换器1911都具有三个相互并列连接的A相功率变换电路1911a、B相功率变换电路1911b以及C相功率变换电路1911c。A相功率变换电路1911a连接对应连接的多相绕组1111的A相输入端，B相功率变换电路1911b连接对应连接的多相绕组1111的B相输入端，C功率变换电路1911c连接对应连接的多相绕组1111的C相输入端。
每个功率变换电路含有至少两个功率开关管，当功率开关管多于两个时，是使用了串联均压或并联均流技术。在本实施例中，每个功率变换电路含有两个功率开关管，不采用串联均压和并联均流技术。
功率变换器1911可以由智能功率模块构成，也可以包含多个功率开关管。功率开关管为全控型器件，是电力场效应晶体管(Power MOSFET)、门极可关断晶闸管(GTO)、集成门极换流晶闸管(MGCT)、绝缘栅双极型晶体管(MGBT)、电力双极型晶体管(GTR)和门极换流晶闸管(SGCT)中的任意一种。在本实施例中，采用电力场效应晶体管。
在本实施例中，m×n个驱动器1811分别与m×n个功率变换器1911相连接并给m×n个结构独立的多相绕组1111供电。一个驱动单元181和对应连接的功率变换单元191、多相绕组单元111构成一个主电路单元201。一个输出端162连接对应的一个主电路单元201。m个主电路单元201共同构成主电路20。
本实施例中的驱动器1811、功率变换器1911和多相绕组1111的个数都为m×n，m为大于1的正整数，n为正整数，且满足如下条件：m×n＞IN÷I1，该式中I1是单个功率变换单元输出的额定电流有效值，IN是多相电机的额定电流有效值。
本实施例中采用的控制方法如下：
采用控制部接收与多相电机输出的预定输出值对应的指令信号，
采用输出传感部检测多相电机输出的预定输出值，并发送对应的输出反馈信号；
采用内环传感器检测多相电机的物理参数，并发送对应的内环反馈信号；
采用控制部中的至少一个计算控制单元根据指令信号按照预定方法计算得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；
采用驱动部的m个驱动单元接收开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；
采用功率变换部的m个功率变换单元接收驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为多相电机的m个多相绕组单元需要的多相线电流，
采用多相电机的m个多相绕组单元根据多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动电动驱动装置。
在本实施例中，多重控制方法是m重控制方法。
在本实施例中，m组矩形脉冲宽度调制波对应的m个矩形波叠加以后的波形是中心对称的且接近正弦波，叠加波形和正弦波幅值相等。P个矩形波宽度的计算公式为k＝1，…，p，其中p为小于等于m的正整数，另外(m-p)个矩形波宽度为零。Wk为与开关控制信号相对应的矩形脉冲宽度调制波的p个矩形波宽度，单位为弧度
图2是本实施例中的一组矩形脉冲宽度调制波示意图。
如图2所示，当m＝1时，本实施例中的电动驱动装置只有1个输出端、1组开关控制信号、1个驱动单元、1个功率变换单元以及1个多相绕组单元，矩形脉冲宽度调制方法中的调制波只有1个矩形波，该矩形波宽度根据预定公式进行计算得到W1＝2.09弧度。该矩形波1波形接近正弦波2，且矩形波1和正弦波2幅值相等，也就是说，矩形波1和正弦波2对横坐标轴求积分得到的面积接近相等。矩形波和载波(载波为三角波，图中未给出)进行调制从而形成占空比为0.5的矩形脉冲宽度调制波3。控制部中的一个计算控制单元根据矩形脉冲宽度调制波3计算得到一组开关控制信号并通过控制部中的1个输出端输出，驱动单元接收该组开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号，功率变换部的1个功率变换单元接收该驱动信号并根据该驱动信号将串联电池组和电容组所组成电压源的直流电转换为多相电机的1个多相绕组单元需要的一相线电压，该相线电压是与矩形脉冲宽度调制波3相似的矩形脉冲电压，幅值等于串联电池组和电容组所组成电压源的直流电压值。
图3是本实施例中的一组矩形脉冲电压的谐波分析图。
如图3所示，多相绕组单元的一相线电压为矩形脉冲电压4，矩形脉冲电压4与图2的矩形脉冲宽度调制波相似，幅值等于串联电池组和电容组所组成电压源的直流电压值，图3中用1个单位电压表示。矩形脉冲电压4经过傅立叶级数分解后得到基波5和高次谐波6，高次谐波6包含了5次谐波61、7次谐波62和其他更高次数的谐波(图中未给出)，基波5的幅值为0.55个单位电压。查表1可知，5次谐波61的幅值与基波5的幅值百分比是20.7，7次谐波62的幅值与基波5的幅值百分比是15.28，矩形脉冲电压4的总谐波畸变率百分比为27.897。(总谐波畸变率的计算公式参照GB/T 17626.7-2008，高次谐波次数小于等于11，总谐波畸变率等于高次谐波有效值的方和根再除以基波有效值。)
图4是本实施例中的三组矩形脉冲宽度调制波示意图。
如图4所示，当m＝3时，电动驱动装置有3个输出端、3组开关控制信号、3个驱动单元、3个功率变换单元以及3个多相绕组单元，矩形脉冲宽度调制方法中的调制波是矩形波7，该矩形波7包含第一矩形波71、第二矩形波72和第三矩形波73，矩形波7的宽度根据预定公式进行计算得到W1＝2.81弧度、W2＝2.09弧度以及W3＝1.17弧度。在本实施例中，m＝p＝3。矩形波7叠加而成的阶梯波接近正弦波2，阶梯波和正弦波2的幅值相等，也就是说，阶梯波和正弦波2对横坐标轴求积分得到的面积接近相等。根据矩形波7、每周期矩形脉冲个数设定为20以及矩形脉冲占空比设定为0.5直接计算得到矩形脉冲宽度调制波8。第一矩形波71对应生成第一矩形脉冲宽度调制波81，第二矩形波72对应生成第二矩形脉冲宽度调制波82，第三矩形波73对应生成第三矩形脉冲宽度调制波83。
图5是本实施例中的三组矩形脉冲电压叠加后的谐波分析图。
如图5所示，功率变换部的3个功率变换单元接收如图4所示的3组驱动信号并根据该驱动信号将3个串联电池组和电容组所组成的3个电压源的直流电转换为多相电机的3个多相绕组单元需要的多相线电压。每一相的线电压波形都是矩形脉冲电压，波形与图4所示的矩形脉冲宽度调制波8相似，幅值等于串联电池组和电容组所组成电压源的直流电压值，图5中用1个单位电压表示，3个多相绕组单元的同相线电压通过叠加形成的波形如图5的矩形脉冲电压4’。矩形脉冲电压4’经过傅立叶级数分解后得到基波5’和高次谐波(高次谐波幅值非常小，图中已按比例画出但未标注)，基波5’的幅值为1.53个单位电压。查表1可知，5次谐波与基波5’的幅值百分比是1.25，7次谐波与基波5’的幅值百分比是0.25，矩形脉冲电压4’的总谐波畸变率百分比为4.7882，比图3所示的一组矩形脉冲电压的总谐波畸变率百分比27.897小很多。
从表1矩形脉冲宽度调制波分析(占空比为0.5，每周期脉冲个数为20)可以看出，随着矩形脉冲宽度调制波组数m的增加，各个次数的高次谐波的幅值不断减小，总谐波畸变率百分比也不断减小。本实施例的方法有利于减小多相电机线电流的总谐波畸变率。
从表2矩形脉冲宽度调制波分析(占空比为1)可以看出，随着矩形脉冲宽度调制波组数的m的增加，高次谐波的幅值也不断减小，总谐波畸变率百分比随着不断减小。与表1比较，每个功率开关管的开关频率更低，只有50赫兹，只要m足够大，总谐波畸变率百分比也很小。多相电机预定输出值最大时，多相电机的工作电流有效值达到最大，按照本实施方法进行控制，矩形脉冲宽度调制波的占空比取为1，功率开关管开关频率很低，发热量和温升也很低，有利于提高系统的安全性和可靠性。
表2可以作为多相电机输出值有级控制时的参考，也就是说，实际工作时，投入工作状态的功率变换单元数可以小于m，通过控制部控制输出的开关控制信号有效组数去控制多相电机的输出值有级变化。特别是对于输出只需要做有级控制的电动设备如电动船舶，本实施例的效果最明显。
表1矩形脉冲宽度调制波分析
(占空比为0.5，每周期脉冲个数为20)
表2矩形脉冲宽度调制波分析(占空比为1)
多相电机输出值无级控制时，可以在表2中的相邻两个有级控制中，改变占空比的值，也可以做无级控制。或者说，在无级控制中，尽量插入有级控制。总之，在保证电动驱动装置性能的前提下，减小投入工作状态的功率变换器，有利于减小功率变换部的温升，提高系统的安全性和可靠性。
选取表2矩形脉冲宽度调制波分析(占空比为1)中的部分数据搭建Matlab/Simulink三相异步电机仿真模型，电压源供电，分析多相电机电枢绕组虚拟的叠加电压和真实的叠加电流总谐波畸变率的关系，得到表3 Matlab/Simulink多相电机仿真的电枢绕组电流总谐波畸变率。尽管多相电机电枢绕组的电压不等于多相电机所包含的所有多相绕组的电压叠加后的值，但是，多相绕组的电压和电流存在关联关系，根据基尔霍夫电流定律，多相电机电枢绕组的电流等于多相电机所包含的所有多相绕组的电流叠加后的值。所以多个多相绕组单元的同相线电流叠加形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率与多个多相绕组单元的同相线电压叠加形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率成正相关。因此，采用本实施例中的多重控制方法，使得多个多相绕组单元同相的矩形脉冲电压通过叠加形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率减小，相对应的多个多相绕组单元的同相线电流通过叠加形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率也减小(表3对总谐波畸变率的计算公式与表1和表2所采用的计算公式不一致)。
表3 Matlab/Simulink多相电机仿真的电枢绕组电流总谐波畸变率
实施例的作用与效果
根据本实施例所涉及的多重控制方法，因为采用控制部接收与多相电机输出的预定输出值对应的指令信号，采用控制部中的至少一个计算控制单元根据指令信号按照预定方法计算得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；采用驱动部的m个驱动单元接收开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；采用功率变换部的m个功率变换单元接收驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为多相电机的m个结构相互独立的多相绕组单元需要的多相线电流，采用多相电机的m个多相绕组单元根据多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动电动驱动装置，所以，计算控制单元输出的m组开关控制信号使得产生的m个多相绕组单元的同相线电流中的高次谐波成分相互抵消，并使得m个多相绕组单元的同相线电流通过叠加形成的波形接近正弦波。不仅如此，m个多相绕组单元的同相线电流叠加后形成的波形经过傅立叶级数分解后得到的总谐波畸变率更小，多相电机的输出脉动更小、更稳定，电动驱动装置或电动设备的工作性能更优越。
而且，采用本实施例的控制方法，可以在维持或提高电动驱动装置性能的同时，减小功率开关管开关频率，进而减小功率开关管的发热量和功率变换部的温升，提高系统的可靠性和安全性。
不仅如此，采用本实施例的控制方法，即使电动驱动装置中的m个输出端，m个驱动单元、m个功率变换单元和m个多相绕组单元中任意一个元件出现故障时，也可以通过控制部屏蔽故障元件对应的输出端，把故障元件对应的输出端、驱动单元、功率变换单元以及多相绕组单元进行隔离，保证其他单元的正常工作，保证电动驱动装置的不间断工作，有利于提高电动驱动装置的可靠性和安全性。
在本实施例中，当设定矩形脉冲宽度调制波的占空比为1时，通过控制部控制输出的开关控制信号有效组数去控制实际投入工作状态的功率变换单元个数，控制多相电机的输出值有级变化，在这种控制方法作用下，每个功率开关管的开关频率最低，功率开关管的发热量和温升最低，电动驱动装置的安全性和可靠性最高。多相电机输出值需要无级控制时，可以在相邻两个有级控制中，通过改变占空比的值进行无级控制。或者说，在无级控制中，尽量插入有级控制，有利于减小功率开关管的发热量和温升，提高电动驱动装置和电动设备的安全性和可靠性。
另外，由于m×n个功率变换单元是相互独立的，所以直流电源采用电池组供电时，电池组可以由多个电池单体串联而成m×n个结构相互独立且性能参数相同的串联电池组，每个串联电池组对应连接一个功率变换器，每个功率变换器接收对应连接的驱动器输出的驱动信号并根据该驱动信号将串联电池组的直流电转换为对应连接的一个多相绕组需要的多相线电流，性能参数包含额定容量、额定电压、额定电流和内阻。因此，电池组的电池单体可以不需要采用并联技术，消除了电池单体并联后因电池单体性能的不一致而引起的众多问题和高成本。在供电方面，由多个相对小容量的电池单元代替了单个的大容量串并联电池组，在电池单体数量相同的情况下，减小了电池由于并联引起的整体性能衰减，提高了能量密度、功率、性能、耐久性和安全性，可以为电动设备的续航和性能提供更好的保障。相对于串并联电池组的输出电流，每个串联电池组的输出电流较小，所以，串联电池组与功率变换器之间的连接线、连接线与串联电池组的接插件以及连接线与功率变换器的接插件，对接触电阻和绝缘的要求较低，不但降低了生产的难度和成本，还有助于提高电动驱动装置和电动设备的安全性和可靠性。
综上，本实施例的多重控制方法具有控制简单、合理，工作性能优越、安全可靠等优点。
以上实施例仅为本发明构思下的基本说明，不对本发明进行限制。而依据本发明的技术方案所作的任何等效变换，均属于本发明的保护范围。
在上述实施例中，功率变化单元输出的多相电压，但是在本发明中，当直流电源是串联电池组和电抗器构成的电流源时，功率变换单元输出的是多相线电流，图3和图5对应的是矩形脉冲电流，计算得到的是线电流的总谐波畸变率，此时的线电流的总谐波畸变率也是减小的。
在上述实施例中，图2中的矩形脉冲宽度调制方法是以矩形波为调制波，把该矩形波和载波进行调制从而形成矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组开关控制信号，图4中的矩形脉冲宽度调制方法是根据矩形波、每周期的矩形脉冲个数以及矩形脉冲的占空比直接计算得到矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组开关控制信号。但作为本发明的多重控制方法，两种矩形脉冲宽度调制方法可以任意替换。
在上述实施例中，采用输出传感部检测多相电机输出的预定输出值，并发送对应的输出反馈信号，采用内环传感器检测多相电机的物理参数，并发送对应的内环反馈信号，采用控制部在根据指令信号、输出反馈信号以及内环反馈信号计算并输出开关控制信号，但作为本发明的方法，可以仅采用控制部根据指令信号计算并输出开关控制信号，还可以仅采用控制部根据指令信号和输出反馈信号计算并输出开关控制信号。

Claims (10)

1.一种用于电动驱动装置的多重控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
采用控制部接收与多相电机输出的预定输出值对应的指令信号；
采用控制部中的至少一个计算控制单元根据所述指令信号按照预定方法计算得到m组开关控制信号并通过控制部中的m个输出端输出；
采用驱动部的m个驱动单元接收所述开关控制信号并根据该开关控制信号形成驱动信号；
采用功率变换部的m个功率变换单元接收所述驱动信号并根据该驱动信号将直流电源的直流电转换为所述多相电机的m个结构相互独立的多相绕组单元需要的多相线电流；
采用多相电机的m个多相绕组单元根据所述多相线电流输出预定输出值，该预定输出值用于驱动所述电动驱动装置，
其中，所述计算控制单元输出的所述m组开关控制信号使得m个所述多相绕组单元的同相线电流通过叠加形成的波形接近正弦波，
每个所述驱动单元包含n个驱动器，
每个功率变换单元包含n个功率变换器，
每个所述多相绕组单元包含n个结构相互独立的多相绕组，
每个所述输出端与对应的n个所述驱动器相连接，每个所述驱动器与对应的所述功率变换器相连接，每个所述功率变换器与对应的所述多相绕组相连接，
m为大于1的正整数，
n为正整数。
2.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，所述预定方法中包含一种矩形脉冲宽度调制方法，
该矩形脉冲宽度调制方法是以矩形波为调制波，把该矩形波和载波进行调制从而形成矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组所述开关控制信号，
所述载波为三角波以及锯齿波中的任意一种。
3.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，所述预定方法中包含一种矩形脉冲宽度调制方法，
该矩形脉冲宽度调制方法是根据所述矩形波、每周期的矩形脉冲个数以及所述矩形脉冲的占空比直接计算得到矩形脉冲宽度调制波的方法，用于形成每一组所述开关控制信号。
4.根据权利要求2或3所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，m组所述矩形脉冲宽度调制波对应的m个所述矩形波叠加以后的叠加波形是中心对称的且接近正弦波，
所述叠加波形和所述正弦波幅值相等。
5.根据权利要求2或3所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，所述矩形脉冲宽度调制方法采用一个预定公式对所述矩形脉冲宽度调制方法中的矩形波宽度进行设定，该预定公式为
k＝1，…，p；
所述Wk为与所述开关控制信号相对应的矩形脉冲宽度调制波的p个矩形波宽度，单位为弧度，另外(m-p)个矩形波宽度为零。
所述p为小于等于m的正整数。
6.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，所述预定输出值为位移值、转速值和转矩值中的一种。
7.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，当所述单个功率变换器输出的额定电流有效值均为I1，所述多相电机的额定电流有效值为IN时，所述个数m和n满足下述条件：m×n＞IN÷I1。
8.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于：
其中，所述直流电源为电池组或整流电源，
所述电池组包含由多个电池单体串并联而成的至少一个串并联电池组或由多个电池单体串联而成的m×n个结构相互独立且性能参数相同的串联电池组，
每个所述串联电池组对应连接一个所述功率变换器，每个所述功率变换器接收对应连接的所述驱动器输出的所述驱动信号并根据该驱动信号将所述串联电池组的直流电转换为对应连接的一个多相绕组需要的多相线电流，
所述性能参数包含额定容量、额定电压、额定电流和内阻。
9.根据权利要求1所述的多重控制方法，其特征在于，还包括以下步骤：
其中，采用输出传感部检测所述多相电机输出的预定输出值，并发送对应的输出反馈信号，
采用所述控制部在根据所述指令信号的同时，还根据所述输出反馈信号计算并输出开关控制信号，
所述预定输出值为位移值、转速值和转矩值中的一种。
10.根据权利要求9所述的多重控制方法，其特征在于，还包括以下步骤：
其中，采用内环传感器检测所述多相电机的物理参数，并发送对应的内环反馈信号；
采用所述控制部在根据所述指令信号和所述输出反馈信号的同时，还根据所述内环反馈信号计算并输出开关控制信号，
所述物理参数为线电压、线电流、转速以及转矩中的至少一种。
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