CN109378998B - 一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，包括并联同步开关电感整流电路和自适应开关控制电路；并联同步开关电感整流电路包括并联同步开关电感电路和桥式整流电路并联，并联同步开关电感电路由电感和开关支路串联构成，开关支路包括两条并联支路，一条支路由第五号二极管和PMOS开关串联而成，另一条支路由第六号二极管和NMOS开关串联而成；自适应开关控制电路包括参考电压电路、D触发器和比较器电路，整流电容的正整流电压端连接参考电压电路，所述参考电压电路为比较器电路提供输入参考电压。本发明减少电荷传输过程中的浪费，从而提高在器件固有频率外的输出功率。
Description
技术领域
本发明属于压电振动能量收集领域，更具体的说，是涉及一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路。
背景技术
通过压电悬臂梁将自然环境中的机械振动能量转化为电能为微型传感器节点供电是一个热点研究方向。常见的压电能量收集器件具有悬臂梁结构，在实际应用中其主要的限制是：当环境中的振动频率偏离压电能量收集器件的固有频率时候，压电能量收集器件的输出功率会急剧下降，从而限制了压电能量收集器件的宽频应用。传统的桥式整流器由于无法调节输出电流和压电能量器件端口电压相位，在整流过程中存在电荷的浪费，因此无法提高固有振动频率之外的输出功率。
电压自动调理电路作为一种非线性技术可以调节压电能量收集器件的输出电流与输出电压相位关系，从而提高在器件固有频率外的输出功率。
发明内容
针对传统桥式整流电路存在电荷浪费的问题，本发明公开了一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，可以根据外界振动频率实时控制电压翻转过程。通过自适应控制电压翻转过程，可以调节压电能量收集器件的输出电流与输出电压相位关系，减少电荷传输过程中的浪费，从而提高在器件固有频率外的输出功率。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的。
本发明的基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，包括并联同步开关电感整流电路和自适应开关控制电路；
所述并联同步开关电感整流电路由并联同步开关电感电路和桥式整流电路并联组成，所述桥式整流电路由四个二极管和一个整流电容构成；所述并联同步开关电感电路由电感和开关支路串联构成，所述开关支路包括两条并联的支路，其中一条支路由第五号二极管和PMOS开关串联而成，另一条支路由第六号二极管和NMOS开关串联而成；
所述自适应开关控制电路包括参考电压电路、D触发器和比较器电路，所述整流电容的正整流电压端连接参考电压电路，所述参考电压电路为比较器电路提供输入参考电压；
所述D触发器的数据输入端口分别连接PMOS开关栅极和NMOS开关栅极，所述D触发器的互补输出端口分别连接PMOS开关栅极和NMOS开关栅极，所述D触发器的时钟输入端口连接比较器电路输出端，所述D触发器的清零端口和预置端口均接地。
所述参考电压电路包括运算放大器，所述运算放大器的反相输入端经第一电阻接地，反相输入端和输出端之间连接有第二电阻，同相输入端分别连接有第三电阻和第四电阻，所述第三电阻连接至整流电容的正整流电压端，第四电阻分别连接有第五电阻和第六电阻，所述第五电阻接地，第六电阻接电压源。
所述比较器电路包括第一电压比较器和第二电压比较器，所述第一电压比较器的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压正极，所述第二电压比较器的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压负极，所述第一电压比较器和第二电压比较器的同相输入端均连接至参考电压电路中运算放大器的输出端，所述第一电压比较器和第二电压比较器的输出端均连接与门的输入端，所述与门的输出端连接至D触发器的时钟输入端口。
与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
本发明公开的一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，可以根据外界振动频率实时控制电压翻转过程。通过自适应控制电压翻转过程，可以调节压电能量收集器件的输出电流与输出电压相位关系，减少电荷传输过程中的浪费，从而提高在器件固有频率外的输出功率。
附图说明
图1是本发明所述压电悬臂梁电压自动调理电路示意图；
图2是本发明所述电压自动调理电路的对应电压电流波形示意图；
图3是本发明所述电压自动调理电路实验测试示意图；
图4是本发明所述电压自动调理电路与传统桥式整流电路收集能量对比图
附图标记:AV(t)压控电压源，AIs(t)流控电流源，Lm等效电感、Cm等效电容，Rm等效电阻，VF(t)电压源，Cmc压电悬臂梁电容，L电感，S1PMOS开关，S2NMOS开关，CRECT整流电容，D1第一号二极管，D2第二号二极管，D3第三号二极管，D4第四号二极管，D5第五号二极管，D6第六号二极管，U1D触发器，U2第一电压比较器，U3第二电压比较器，U4与门，U5运算放大器，R1第一电阻，R2第二电阻，R3第三电阻，R4第四电阻，R5第五电阻，R6第六电阻，GND地，Vcc电压源。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的描述。
如图1所示，本发明的基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，包括并联同步开关电感整流电路和自适应开关控制电路。
所述并联同步开关电感整流电路与压电悬臂梁等效电路模型的输出端连接，所述压电悬臂梁等效电路模型包括压控电压源AV(t)和流控电流源AIs(t)，所述压控电压源AV(t)的正极和负极之间串联有等效电感Lm、等效电容Cm、等效电阻Rm和电压源VF(t)，所述流控电流源AIs(t)两端之间并联有压电悬臂梁电容Cmc。其中，等效电感Lm代表压电悬臂梁的等效质量，等效电容Cm代表压电悬臂梁的机械刚度，等效电阻Rm代表机械阻尼，电压源VF(t)代表压电悬臂梁的等效输入应力，A代表压电悬臂梁的压电耦合系数。
所述并联同步开关电感整流电路由并联同步开关电感电路和桥式整流电路并联组成。所述并联同步开关电感电路由电感L和开关支路串联构成，所述开关支路包括两条并联的支路，其中一条支路由第五号二极管D5和PMOS开关S1串联而成，另一条支路由第六号二极管D6和NMOS开关S2串联而成。其中，第五号二极管D5正极与电感L连接，负极与PMOS开关S1漏极连接；第六号二极管D6正极与NMOS开关S2漏极连接，负极与电感L连接。所述桥式整流电路由四个二极管和一个整流电容CRECT构成，四个二极管分别为第一号二极管D1、第二号二极管D2、第三号二极管D3和第四号二极管D4，其中，第一号二极管D1和第四号二极管D4导通时，第二号二极管D2和第三号二极管D3截止；第二号二极管D2和第三号二极管D3导通时，第一号二极管D1和第四号二极管D4截止。电感L可以取值1mH。
所述自适应开关控制电路包括参考电压电路、D触发器U1和比较器电路，桥式整流电路中整流电容的正整流电压端连接参考电压电路，所述参考电压电路为比较器电路提供输入参考电压，所述比较器电路连接D触发器U1。
所述参考电压电路包括运算放大器U5，所述运算放大器的反相输入端经第一电阻R1接地GND，反相输入端和输出端之间连接有第二电阻R2，同相输入端分别连接有第三电阻R3和第四电阻R4，所述第三电阻R3连接至整流电容CRECT的正整流电压端，即VRECT处，第四电阻R4分别连接有第五电阻R5和第六电阻R6，所述第五电阻R5接地GND，第六电阻R6接电压源Vcc。其中，R1、R2、R3、R4均可取值为4Meg，R5可取值180K，R6可取值4820K。
所述D触发器U1的数据输入端口D分别连接PMOS开关S1栅极和NMOS开关S2栅极，所述D触发器U1的互补输出端口Q分别连接PMOS开关S1栅极和NMOS开关S2栅极，所述D触发器U1的时钟输入端口CLK连接比较器电路输出端，所述D触发器U1的清零端口CLR和预置端口PRE均接地GND。
所述比较器电路包括第一电压比较器U2和第二电压比较器U3，所述第一电压比较器U2的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压正极VP+，所述第二电压比较器U3的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压负极VP-，所述第一电压比较器U2和第二电压比较器U3的同相输入端均连接至参考电压电路中运算放大器U5的输出端，VREF代表运算放大器的输出端电压，所述第一电压比较器U2和第二电压比较器U3的输出端均连接与门U4的输入端，所述与门U4的输出端连接至D触发器U1的时钟输入端口CLK。
图2为所述电压自动调理电路的对应电压电流波形示意图。所述并联同步开关电感电路工作方式为：当电压Vsw(电压Vsw为MOS开关控制电压)为高电平或者低电平时，NMOS开关支路或PMOS开关支路导通，电感L和压电悬臂梁电容Cmc构成高频LC谐振回路，同时该LC谐振回路开始振荡；经过1/2个振荡周期后，压电悬臂梁电容Cmc上的电压由原始电压值翻转成原始电压值的相反数，由于二极管具有单向导通特性，1/2个振荡周期后流过电感L的电流被二极管阻断，因此高频LC谐振回路只发生1/2个振荡周期的谐振。经过电压翻转后，压电悬臂梁输出电流与输出电压同相，从而提高输出功率。对于实际电路元件，由于寄生电阻存在，翻转后的电压幅值会低于翻转前的初始幅值。
所述自适应开关控制电路为并联同步开关电感电路提供精确的开关脉冲信号VSW，脉冲发生时刻为电流IS每次流过零点，脉冲高电平时间为L-Cmc谐振电路谐振周期的一半。所述参考电压电路为比较器电路提供输入参考电压VREF，VREF的值介于整流电压VRECT和VRECT+VD之间，其中VD是二极管的正向导通电压。参考电压电路主要由电阻分压器和基于运算放大器的电压加法器构成。所述比较器电路作用为在每次电流Is流过零点的时候输出一个高电平时间不确定的脉冲信号。比较器电路由两个电压比较器和一个与门组成。两个电压比较器分别将压电悬臂梁两路输出电压VP+和VP-与参考电压VREF相比，输出两路反相交叠脉冲信号VOUT1和VOUT2。通过与门将VOUT1和VOUT2相与得到脉冲信号VAND，VAND的上升沿即为电流过零点时刻，但VAND的高电平时间是不确定的。所述D触发器U1可以将VAND脉冲信号转换成占空比50％周期为外部正弦振动周期相同的脉冲信号VSW。综上，在任何正弦振动频率下，自适应开关控制电路最终为偏置翻转开关提供精确的开关脉冲信号VSW。
实施例：
具体实施例的实验装置如图3所示，包括：数字示波器、函数信号发生器、电压自动调理电路、功率放大器、压电能量收集器件PPA2014、振动台、驱动电源等。其中，压电悬臂梁通过夹钳固定在振动台上。
所述具体实施例中振动频率范围为70-160Hz，加速度为1g。电感L采用1mH低串联电阻电感18105C，PMOS开关S1采用AO6407，NMOS开关S2采用AO6408，第一号二极管D1、第二号二极管D2、第三号二极管D3、第四号二极管D4、第五号二极管D5、第六号二极管D6均采用肖特基二极管BAT54，第一电压比较器U2、第二电压比较器U3均为TLV3492，D触发器U1为74HC74，运算放大器U5为OPA333。图4是本发明电压自动调理电路与传统桥式整流电路收集能量对比图。图4表明当采用本发明电压自动调理电路后收集功率带宽比采用传统桥式整流电路后收集功率带宽高。结果表明本发明电压自动调理电路作为一种非线性技术可以调节压电悬臂梁的输出电流与输出电压相位关系，从而提高在压电悬臂梁固有频率外的输出功率。
尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可以做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。
Claims (1)
1.一种基于检测电流零点的压电悬臂梁电压自动调理电路，其特征在于，包括并联同步开关电感整流电路和自适应开关控制电路；
所述并联同步开关电感整流电路由并联同步开关电感电路和桥式整流电路并联组成，所述桥式整流电路由四个二极管和一个整流电容(CRECT)构成；所述并联同步开关电感电路由电感(L)和开关支路串联构成，所述开关支路包括两条并联的支路，其中一条支路由第五号二极管(D5)和PMOS开关(S1)串联而成，另一条支路由第六号二极管(D6)和NMOS开关(S2)串联而成；
所述自适应开关控制电路包括参考电压电路、D触发器(U1)和比较器电路，所述整流电容的正整流电压端连接参考电压电路，所述参考电压电路为比较器电路提供输入参考电压；
所述D触发器(U1)的数据输入端口分别连接PMOS开关(S1)栅极和NMOS开关(S2)栅极，所述D触发器(U1)的互补输出端口分别连接PMOS开关(S1)栅极和NMOS开关(S2)栅极，所述D触发器(U1)的时钟输入端口连接比较器电路的输出端，所述D触发器(U1)的清零端口和预置端口均接地(GND)；
所述参考电压电路包括运算放大器(U5)，所述运算放大器(U5)的反相输入端经第一电阻(R1)接地，反相输入端和输出端之间连接有第二电阻(R2)，同相输入端分别连接有第三电阻(R3)和第四电阻(R4)，所述第三电阻(R3)连接至整流电容(CRECT)的正整流电压端，第四电阻(R4)分别连接有第五电阻(R5)和第六电阻(R6)，所述第五电阻(R5)接地，第六电阻(R6)接电压源(Vcc)；
所述比较器电路包括第一电压比较器(U2)和第二电压比较器(U3)，所述第一电压比较器(U2)的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压正极，所述第二电压比较器(U3)的反相输入端连接压电能量收集器件输出电压负极，所述第一电压比较器(U2)和第二电压比较器(U3)的同相输入端均连接至参考电压电路中运算放大器(U5)的输出端，所述第一电压比较器(U2)和第二电压比较器(U3)的输出端均连接与门(U4)的输入端，所述与门(U4)的输出端连接至D触发器(U1)的时钟输入端口。
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