CN109361436A - 一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种massive MIMO‑OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，属于无线通信技术领域。本发明设计了massive MIMO‑OFDM上行系统的收发端，通过在发射端部署正交双极化天线并发射极化调制信号，并在接收端部署对正交双极化天线接收和解调极化调制信号。在接收端，通过迫零接收，在的情况下，论证采用极化调制方案后，接收端相位噪声中子载波干扰项的功率和噪声的分布特性，最后证明极化调制接收信号所受相位噪声可转移至加性噪声处，消除了相位噪声的影响。本发明解决了massive MIMO‑OFDM上行系统受相位噪声影响导致的遍历容量降低的问题，同时也解决了重新设计低相位噪声本地振荡器所带来的高投入、终端成本价格增加的问题。

Description

一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪 声消除方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其是一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法。

背景技术

随着无线宽带网络时代的到来，massive MIMO(多入多出)结合正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)技术的massive MIMO-OFDM上行系统，随着收发两端的天线数目的增加，其数据速率大幅增加的同时，发射功率也可大幅降低。这些增益的获得，是建立在精确的信道状态信息获取的基础上。在massive MIMO/massive MIMO-OFDM上行中，为获得信道状态信息，通常先发送导频信号，在接收端通过导频信号的先验信息估计信道状态，再利用信道在相干时间内不变的特性，在数据传输阶段于接收端采用最大比和并(maximum-ratio combining，MRC)、迫零(zero-forcing，ZF)或最小均方误差(minimum mean-square error，MMSE)等方法补偿信道，从而达到提升系统诸如吞吐量性能的目的。但相位噪声的存在，会令估计获得的信道状态信息中包含有相位噪声的影响。而在相干时间内，相位噪声是变化的，这就造成导频阶段信道估计信息与数据传输阶段的信道信息有所差异，导致massive MIMO-OFDM上行系统容量等性能的下降。

随着无线通信系统中双极化天线的普遍应用，使用极化调制来传输无线信号也变得可能，目前传统的调制技术都是使用载波的幅度、相位或频率来承载调制信号的信息。

现有技术中，对massive MIMO-OFDM上行系统中相位噪声的研究主要集中在对相位噪声影响的建模，及相位噪声对系统容量影响的理论推导中；暂时没有对massive MIMO-OFDM上行系统中相位噪声消除的研究。

发明内容

为了克服上述现有技术中的缺陷，本发明提供一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，利用极化信号处理技术，将极化调制引入massiveMIMO-OFDM上行系统中，在基站BS端通过迫零算法ZF接收，在基站BS端天线数趋于无穷时，获得载波间干扰ICI功率趋于0，且噪声具有正态分布特性，进而消除相位噪声对massiveMIMO-OFDM上行系统的影响。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案，包括：

一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，

所述massive MIMO-OFDM上行系统为采用极化调制的单用户massive MIMO-OFDM上行系统，包括一个用户和一个基站BS；所述用户与所述基站BS之间采用正交频分复用技术即OFDM技术传输数据；所述massive MIMO-OFDM上行系统有N个子载波，子载波间的间隔为1/T_S；T_S为采样间隔时间；用户端配备两根天线即一对正交双极化天线，用于发射极化调制信号，分别为一根水平极化天线和一根垂直极化天线；且所述用户端的两根天线共用同一本振基站BS端配备M根天线；其中，M/2根为水平极化天线，另外M/2根为垂直极化天线；且所述基站BS端的M根天线共用同一本振；

基站BS端对极化调制信号进行接收和解调，具体过程如下所示：

第n个子载波上的极化调制信号为其中为通过极化星座映射之后的第n个子载波上的码元，P为用户的平均发射功率；极化调制信号采用Jones矢量表示为：

其中，s_H[n]和s_V[n]分别为水平分量和垂直分量；

所述第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV分别如下所示：

φ_HV＝arctan(s_V[n])-arctan(s_H[n])

第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV即表征该极化调制信号s[n]的极化状态J；

极化控制单元根据幅度比ψ和相位差φ_HV即(ψ,φ_HV)并通过功分器和移相器控制s_H[n]和s_V[n]的相对幅度和相位，以实现对s[n]的极化状态的控制，从而实现极化调制；

将完成极化状态控制的极化调制信号送至OFDM调制器并由一对正交双极化天线即水平极化天线和垂直极化天线分别发射极化调制信号的水平分量和垂直分量至信道；

基站BS端对极化调制信号进行接收和解调，具体过程如下所示：

极化调制信号在接收端即基站BS端经过极化匹配接收，并经过OFDM解调器解调，得到接收信号如下所示：

式中，下标i,n表示第i时刻，第n个子载波；下标i,l表示第i时刻，第l个子载波；S_i,n表示第i时刻，第n个子载波上的极化调制信号；S_i,l表示第i时刻，第l个子载波上的极化调制信号；

P为发射功率，P＝1/M；

Θ_i,n表示维度为M×M的对角矩阵，Θ_i,n＝diag{θ_i,n,...,θ_i,n}；且该矩阵Θ_i,n中的每个元素θ_i,n表示N个离散相位噪声采样值的第n个频域分量，

W_i,n表示M×1的高斯白噪声矩阵；

H_i,n表示双极化massive MIMO-OFDM信道。

H_i,n由三个部分组成，分别为小尺度衰落，大尺度衰落，以及由双极化天线造成的交叉极化影响；

在大规模天线的条件下，大尺度衰落为BS和UE间的单路径损耗；小尺度衰落则表现为瑞丽分布矢量该瑞丽分布矢量中的每个元素都是均值为0、方差相同的独立同分布变量；小尺度衰落和大尺度衰落这两部分与常用massive MIMO信道相同；

由于极化信号的加入，还考虑信道的去极化效应交叉极化鉴别度XPD，所述XPD表征天线区分正交极化状态的能力；所述XPD的模型如下所示：

式中，χ为XPD的倒数，0≤χ≤1；表示的全1矩阵；

第i时刻，第n个子载波时，massive MIMO下行双极化信道的表示，如下所示：

式中，⊙为哈达玛积；

的定义为：

k表示发射天线数，k＝1,2；是拥有零均值，相同方差且的独立同分布复高斯变量。

所述massive MIMO-OFDM上行系统的BS端采用迫零算法ZF来接收信号；所述迫零算法ZF是根据导频阶段估计的信道状态信息求得信道估计值的伪逆，并得到归一化之后的迫零因子G_0,0以消除信道影响；所述迫零因子

迫零接收后的ICI项表示为：

不考虑XPD效应矩阵X的影响，当M→∞时，由大数定理可得，

式中，E(·)为求期望；

在OFDM系统中，将相位噪声造成的ICI项近似为高斯分布，即假设为一个M×1的所有元素为独立同分布的随机矢量；同样，根据大数定理可得，

最终可得，迫零接收后的ICI项表示为：

采用了迫零接收之后的ICI项当天线增加时，其功率趋近于0；

不考虑共用本振参数θ_0,0，经过迫零接收的新噪声项W′_D,0可记为：

根据中心极限定理，在不考虑XPD效应矩阵X的前提下可得，

式中，Var(·)和Cov(·)分别为求方差和协方差；为服从0均值，方差为1的二维高斯分布；综上所述可得，

经过迫零接收后的新噪声仍然是加性噪声；

考虑XPD效应的影响，可得，

新噪声仍为加性噪声，但其方差由于去极化效应的存在取值范围为[1,2]。

信号极化状态对相位噪声不敏感特性实际上是一种数学上的处理，主要体现在通过酉矩阵令影响信号的相位噪声转换至加性噪声上

其中，且因此

由此可知，U为酉矩阵；式中与迫零因子相乘后的噪声W′_D,0再与U相乘后获得新的加性噪声，

其中，下标x和y代表信号极化状态的一对正交分量。W′_D,0,x和W′_D,0,y为W′_D,0的一对正交分量，W″_D,0,x和W″_D,0,y为W″_D,0的一对正交分量；

W″_D,0,x和W″_D,0,y是一对独立同分布的复高斯随机过程，其均值为0，并满足

W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数为

其中，q为变量阶数，D＝E{zz^H}。由式可得

由该式可得，W″_D,0,x和W″_D,0,y的联合概率密度函数与W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数相同，并独立于酉矩阵U。因此可知W″_D,0的两个分量W″_D,0,x和W″_D,0,y也是一对独立同分布的复高斯随机变量，且与W′_D,0,x和W′_D,0,y有着相同的分布。

本发明的优点在于：

(1)充分利用现有无线通信中普遍使用的双极化天线，仅对现有massive MIMO-OFDM上行系统进行小改动，能消除相位噪声的影响，降低了本地振荡器的成本。

(2)利用信号极化状态对相位噪声不敏感特性，引入极化调制解调技术消除相位噪声的影响，提高了系统的遍历容量。

(3)采用massive MIMO-OFDM上行系统中常用的ZF接收方法即可消除相位噪声，无需设计专用的相位噪声补偿算法，降低了系统的复杂度。

附图说明

图1为本发明使用基于极化调制的massive MIMO-OFDM上行系统调制解调设计图。

图2为本发明迫零接收前后ICI项功率对比图。

图3为本发明在有无相位噪声时接收信号星座点在庞加莱球上分布对比图。

图4为本发明与单用户在不同相位噪声功率情况下遍历容量对比图。

图5为本发明与两个用户在不同相位噪声功率情况下遍历容量对比图。

图6为本发明与两用户在不同XPD效应情况下遍历容量对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

由图1所示，本发明中的所述massive MIMO-OFDM上行系统为采用极化调制的单用户massive MIMO-OFDM上行系统，包括一个用户和一个基站BS；所述用户与所述基站BS之间采用正交频分复用技术即OFDM技术传输数据；所述massive MIMO-OFDM上行系统有N个子载波，子载波间的间隔为1/T_S；T_S为采样间隔时间。用户端配备两根天线即一对正交双极化天线，用于发射极化调制信号，分别为一根水平极化天线和一根垂直极化天线；且所述用户端的两根天线共用同一本振。基站BS端配备M根天线；其中，M/2根为水平极化天线，另外M/2根为垂直极化天线；且所述基站BS端的M根天线共用同一本振。

对于massive MIMO-OFDM上行系统而言，

用户端对极化调制信号进行调制和发射，具体过程如下所示：

第n个子载波上的极化调制信号为其中，表示通过极化星座映射之后的第n个子载波上的码元，P为用户的平均发射功率；

所述星座映射为一种数字调制技术，是将携带数字信息的有限域比特序列映射成适于传输的符号序列，具体可参见现有技术；

所述第n个子载波上的极化调制信号s[n]采用Jones矢量表示，如下所示：

其中，s_H[n]和s_V[n]分别表示第n个子载波上的极化调制信号s[n]的水平分量和垂直分量；

所述第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV分别如下所示：

φ_HV＝arctan(s_V[n])-arctan(s_H[n]) (式2)

第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV即可表征该极化调制信号s[n]的极化状态J。

极化控制单元根据幅度比ψ和相位差φ_HV即(ψ,φ_HV)并通过功分器和移相器控制s_H[n]和s_V[n]的相对幅度和相位，以实现对s[n]的极化状态的控制，从而实现极化调制；

将完成极化状态控制的极化调制信号送至OFDM调制器并经过串并变换、快速傅里叶逆变换IFFT、加入导频、加入循环前缀CP等处理，最后经过上变频并由一对正交双极化天线即水平极化天线和垂直极化天线分别发射极化调制信号的水平分量和垂直分量至信道。

基站BS端对极化调制信号进行接收和解调，具体过程如下所示：

极化调制信号在接收端即基站BS端经过极化匹配接收，并经过OFDM解调器解调，得到接收信号如下所示：

式中，下标i,n表示第i时刻，第n个子载波；下标i,l表示第i时刻，第l个子载波；S_i,n表示第i时刻，第n个子载波上的极化调制信号；S_i,l表示第i时刻，第l个子载波上的极化调制信号；

P为发射功率，P＝1/M；

Θ_i,n表示维度为M×M的对角矩阵，Θ_i,n＝diag{θ_i,n,...,θ_i,n}；且该矩阵Θ_i,n中的每个元素θ_i,n表示N个离散相位噪声采样值的第n个频域分量，

W_i,n表示M×1的高斯白噪声矩阵；

H_i,n表示双极化massive MIMO-OFDM信道，H_i,n由三个部分组成，分别为小尺度衰落，大尺度衰落，以及由双极化天线造成的交叉极化影响；

在大规模天线的条件下，大尺度衰落为BS和UE间的单路径损耗；小尺度衰落则表现为瑞丽分布矢量该瑞丽分布矢量中的每个元素都是均值为0、方差相同的独立同分布变量；小尺度衰落和大尺度衰落这两部分与常用massive MIMO信道相同。

本发明中，由于极化信号的加入，还需要考虑信道的去极化效应交叉极化鉴别度XPD，所述XPD表征天线区分正交极化状态的能力；所述XPD的模型如下所示：

式中，χ为XPD的倒数，0≤χ≤1；表示的全1矩阵；

第i时刻，第n个子载波时，massive MIMO下行双极化信道的表示，如下所示：

式中，⊙为哈达玛积；

的定义为：

k表示发射天线数，k＝1,2；是拥有零均值，相同方差且的独立同分布复高斯变量。

massive MIMO-OFDM上行系统可分为导频传输阶段和数据传输阶段，所述导频传输阶段用于估计信道状态信息，所述数据传输阶段用于传输数据。

首先进行导频传输阶段：通过在用户设备UE端发射特殊设计的导频信号，如全1的信号，在接收端接收并根据该特殊设计的导频信号估计信道状态信息CSI。

在导频传输阶段，为分析方便且不失一般性，可令第0时刻，第0个子载波上信号为导频信号，则接收端即基站BS端在导频阶段的接收信号如下所示：

由ICI项引起的星座点扩散类似加性噪声，因此，将ICI项与加性噪声的和看作为加性噪声采用ML估计方法，在接收端即可获得信道状态信息的估计值这是建立在ICI项和W_0,0之和近似为高斯分布的基础上的。

本发明的极化调制能否正确解调出发射数据的关键就在于BS对接收信号极化状态的正确判决，而去极化信道的XPD效应会改变接收信号的极化状态，这会在BS影响massive MIMO-OFDM上行系统的遍历容量等性能，因此需要消除由无线信道去极化效应对极化调制信号的影响。在massive MIMO-OFDM上行系统的BS端常用迫零算法ZF来接收信号，应用迫零算法接收信号的接收端可以称之为迫零接收器。迫零接收器在传统massiveMIMO-OFDM系统中可以有效的消除用户间的干扰，把迫零算法移植到本发明中，就能消除极化信号正交分量间的相互影响。

所述迫零算法ZF是根据导频阶段估计的信道状态信息求得信道估计值的伪逆，并得到归一化之后的迫零因子G_0,0以消除信道影响；所述迫零因子G_0,0可写为：

其中，(·)^H为矩阵的共轭转置；

因为收发端皆为共用本振，对角矩阵Θ_0,0可用标量θ_0,0表示，第0时刻，第0个子载波上的相位噪声可写作由于相位噪声是独立增量过程，第K时刻的相位噪声，可由第时刻相位噪声加从到K时刻的独立增量的累加和表示，即

那么θ_0,0可表示为：

可得θ_0,0和其共轭转置相乘可得：

因为相位噪声的增量很小，可以将相位噪声近似写为：

式中，Δ_l为相位噪声在第l时刻的增量；

因此，θ_0,0和其共轭转置相乘可重写为：

可得为M×M的对角矩阵；

所述迫零因子G_0,0可表示为

导频传输阶段完成后，系统开始进行数据传输。

数据传输持续时间为D，第D时刻，第0个子载波上的接收端所接收得极化调制信号如下所示：

假设导频传输和数据传输持续时间小于信道的相干时间，那么可以认为在相干时间内，信道是慢变的，即H_D,0＝H_0,0。导频传输阶段获得的迫零因子G_0,0被用于消除信道带来的影响，经迫零接收器处理后的极化调制信号如下所示：

式中，Θ_D,0和Θ_0,0皆可用标量表示为θ_D,0和θ_0,0；

令那么

因为H_D,0＝H_0,0，所以经迫零接收器处理后的极化调制信号可写为：

其中，W′_D,0混合了迫零因子和加性噪声。

迫零接收后ICI项与加性噪声项的性质如下所示：

发射功率P＝1/M，迫零接收后的ICI项可表示为

由双极化massive MIMO-OFDM信道模型可知，信道H_0,0为M×2的矩阵，为了分析方便，我们可以忽略信道模型中的时间下标i，其中 为分析方便，可令β_m＝1，h_m,k满足h_m,k～N(0,1)。由于无线信道中传输的是极化调制信号，根据双极化massive MIMO-OFDM信道模型，H_0,0中的XPD效应也需要考虑。BS部署的天线一半为水平极化天线，一半为垂直极化天线。再由式和可知，H_0,0中有一半的信道参数会受到XPD效应参数χ的影响而改变其方差。不考虑XPD效应矩阵X的影响，当M→∞时，由大数定理可得

式中，E(·)为求期望。

在OFDM系统中由相位噪声造成的ICI项近似为高斯分布，可合理假设为一个M×1的所有元素为独立同分布的随机矢量；根据大数定理可得：

最终可得迫零接收后的ICI项为：

这就意味着，采用了迫零接收之后的ICI项当天线增加时，其功率趋近于0。此时，XPD效应矩阵X无需考虑。

再考虑混合了迫零因子的加性噪声项。假设原加性噪声的均值为0，方差为加性噪声W_D,0与迫零因子G_0,0相乘后得到的新噪声可表示为：

不考虑共用本振参数θ_0,0，经过迫零接收的新噪声项W′_D,0可记为：

根据中心极限定理，在不考虑XPD效应矩阵X的前提下可得：

式中，Var(·)和Cov(·)分别为求方差和协方差；为服从0均值，方差为1的二维高斯分布。综合上述内容，可得：

经过迫零因子处理后的新噪声仍然是加性噪声。但由于双极化massive MIMO-OFDM信道中存在去极化效应XPD矩阵，因此需要考虑XPD效应对式的影响。由前面分析可知，由于用户和BS部署的双极化天线中水平极化和垂直极化天线各占一半，因此XPD效应将H_0,0中每列矢量一半元素的方差改变为由于0≤χ≤1，因此XPD效应对功率有放大效应，称为XPD因子，根据式可得XPD因子那么，

经过迫零接收后的新噪声仍为加性噪声，但其方差由于去极化效应的存在发生了变化，新噪声W′_D,0的方差的取值范围为[1,2]。

信号极化状态对相位噪声不敏感特性的证明实际上是一种数学上的处理，主要体现在通过酉矩阵令影响信号的相位噪声转换至加性噪声上。那么，

其中，因为可得：

由此可知，U为酉矩阵。式中迫零因子相乘后的噪声W′_D,0与U相乘后获得新的加性噪声：

其中，下标x和y代表信号极化状态的一对正交分量。W′_D,0,x和W′_D,0,y为W′_D,0的一对正交分量，W″_D,0,x和W″_D,0,y为W″_D,0的一对正交分量。

由式可知，W′_D,0,x和W′_D,0,y是一对独立同分布的复高斯随机过程，其均值为0，并满足：

其W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数为：

其中，q为变量阶数，D＝E{zz^H}。那么，

由该式可见，W″_D,0,x和W″_D,0,y的联合概率密度函数与W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数相同，并独立于酉矩阵U。因此可知W″_D,0的两个分量W″_D,0,x和W″_D,0,y也是一对独立同分布的复高斯随机变量，且与W′_D,0,x和W′_D,0,y有着相同的分布。

综上所述，经迫零接收的极化信号的ICI项被消除，加性噪声与迫零因子相乘所会形成新的加性噪声。在此基础上，经过酉矩阵处理的接收极化信号，可认为其相位噪声影响转移至加性噪声，且新的加性噪声的分布与未处理的加性噪声相同。这意味着，massiveMIMO-OFDM系统采用极化调制方案，能有效克服相位噪声的影响。

通过仿真验证本发明的性能，仿真中参数设置如下：OFDM子载波数N＝64，导频传输阶段和数据传输阶段时间间隔为20个OFDM码元，D＝1280，且两个阶段的发射总功率皆为1。双极化massive MIMO-OFDM信道中β_i＝1，h_i,j～N(0,1)，相位噪声来源于开环本振。仿真对比了有无相位噪声时采用极化调制后接收信号在庞加莱球上的分布情况，并比较本发明在不同信道下与同样采用迫零接收的单用户和两用户(双极化天线)的性能。

图2为迫零接收前后数据传输阶段ICI项的功率比较。由图中可见，在迫零接收后，ICI项的功率大幅下降，并随着天线数的增加而下降，但到天线数大于500时，此时的迫零接收后的ICI功率变化趋于平缓。再观察图中不同功率相位噪声产生的ICI项在迫零接收后的变化，可见采用本章方案的迫零接收后，不论相位噪声功率大小，ICI项的功率都可大幅度的下降。

图3对比了有无相位噪声时接收信号星座点在庞加莱球上分布。仿真中天线数M设置为500，(a)中的XPD效应参数χ＝1，(b)χ＝0中。由图中可见，在相同信道条件下(相同χ)有无相位噪声时，星座点在庞加莱球上的分布相同。对比(a)和(b)中的星座点分布，可以发现当χ＝0时，星座点分布范围扩大。由式可知，这种现象的产生是因为极化信号(包括极化调制信号)在双极化massive MIMO-OFDM信道中传输时，采用迫零接收后XPD效应会放大加性噪声的功率。

图4为本发明与部署了单天线的单用户在不同相位噪声功率情况下遍历容量的对比，XPD效应参数χ＝1，σ_t＝σ_r。由图中可见，由于相位噪声的存在，单用户的遍历容量与无相位噪声时相比有着大幅下降，且随着相位噪声标准差的增大而急剧下降。明显可见，在大信噪比的情况下单用户的遍历容量下降尤为明显，这是因为大信噪比时加性噪声的影响已可忽略不计，导致遍历容量下降的主要因素就是相位噪声。与单用户相比，本发明在有无相位噪声时的曲线几乎重合，很好的消除了相位噪声的影响，其遍历容量比单用户场景下有着显著的提升。

图5为本发明与两个用户场景的对比，XPD效应参数χ＝1。系统无相位噪声时，两个用户的遍历容量明显比本文方案要好，这是因为两个用户场景下，两个用户发送了两路信号，遍历容量是两个用户容量的和，理论上是单用户的两倍。而本文所提方案两根发射天线仅发射了一路信号，因此遍历容量与两个用户相比有所不足。在相位噪声标准差较小时，本文所提方案的性能较两个用户性能差。但在相位噪声功率较大时(收发端相位噪声标准差为0.2)，本章所提方案的遍历容量在信噪比大于8dB后，便超过两个用户的遍历容量。小信噪比时，所提方案要略差于两个用户时因为此时加性噪声是影响遍历容量的主要因素。在massive MIMO-OFDM系统中，天线的大量部署所带来的低成本要求就导致低品质本振的应用，这类本振就会产生大功率即标准差大的相位噪声，这意味着在相位噪声标准差较大场景下有着明显优势的本章所提方案能更好的应用于massive MIMO-OFDM上行系统中。

图6为本发明与部署了单天线的两个用户在不同XPD效应情况下遍历容量的对比，相位噪声标准差σ_t＝σ_r＝0.2。由式可知，XPD效应的存在会放大加性噪声功率，如图所示，本发明与两个用户方案在χ＝1时的遍历容量要好于χ＝0时。

以上仅为本发明创造的较佳实施例而已，并不用以限制本发明创造，凡在本发明创造的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明创造的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，其特征在于，

所述massive MIMO-OFDM上行系统为采用极化调制的单用户massive MIMO-OFDM上行系统，包括一个用户和一个基站BS；所述用户与所述基站BS之间采用正交频分复用技术即OFDM技术传输数据；所述massive MIMO-OFDM上行系统有N个子载波，子载波间的间隔为1/T_S；T_S为采样间隔时间；用户端配备两根天线即一对正交双极化天线，用于发射极化调制信号，分别为一根水平极化天线和一根垂直极化天线；且所述用户端的两根天线共用同一本振基站BS端配备M根天线；其中，M/2根为水平极化天线，另外M/2根为垂直极化天线；且所述基站BS端的M根天线共用同一本振；

基站BS端对极化调制信号进行接收和解调，具体过程如下所示：

第n个子载波上的极化调制信号为其中为通过极化星座映射之后的第n个子载波上的码元，P为用户的平均发射功率；极化调制信号采用Jones矢量表示为：

其中，s_H[n]和s_V[n]分别为水平分量和垂直分量；

所述第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV分别如下所示：

φ_HV＝arctan(s_V[n])-arctan(s_H[n])

第n个子载波上的极化调制信号s[n]的幅度比ψ和相位差φ_HV即表征该极化调制信号s[n]的极化状态J；

极化控制单元根据幅度比ψ和相位差φ_HV即(ψ,φ_HV)并通过功分器和移相器控制s_H[n]和s_V[n]的相对幅度和相位，以实现对s[n]的极化状态的控制，从而实现极化调制；

将完成极化状态控制的极化调制信号送至OFDM调制器并由一对正交双极化天线即水平极化天线和垂直极化天线分别发射极化调制信号的水平分量和垂直分量至信道；

基站BS端对极化调制信号进行接收和解调，具体过程如下所示：

极化调制信号在接收端即基站BS端经过极化匹配接收，并经过OFDM解调器解调，得到接收信号如下所示：

式中，下标i,n表示第i时刻，第n个子载波；下标i,l表示第i时刻，第l个子载波；S_i,n表示第i时刻，第n个子载波上的极化调制信号；S_i,l表示第i时刻，第l个子载波上的极化调制信号；

P为发射功率，P＝1/M；

Θ_i,n表示维度为M×M的对角矩阵，Θ_i,n＝diag{θ_i,n,...,θ_i,n}；且该矩阵Θ_i,n中的每个元素θ_i,n表示N个离散相位噪声采样值的第n个频域分量，

W_i,n表示M×1的高斯白噪声矩阵；

H_i,n表示双极化massive MIMO-OFDM信道。

2.根据权利要求1所述的一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，其特征在于，H_i,n由三个部分组成，分别为小尺度衰落，大尺度衰落，以及由双极化天线造成的交叉极化影响；

在大规模天线的条件下，大尺度衰落为BS和UE间的单路径损耗；小尺度衰落则表现为瑞丽分布矢量该瑞丽分布矢量中的每个元素都是均值为0、方差相同的独立同分布变量；小尺度衰落和大尺度衰落这两部分与常用massive MIMO信道相同；

由于极化信号的加入，还考虑信道的去极化效应交叉极化鉴别度XPD，所述XPD表征天线区分正交极化状态的能力；所述XPD的模型如下所示：

式中，χ为XPD的倒数，0≤χ≤1；表示的全1矩阵；

第i时刻，第n个子载波时，massive MIMO下行双极化信道的表示，如下所示：

式中，⊙为哈达玛积；

的定义为：

k表示发射天线数，k＝1,2；是拥有零均值，相同方差且的独立同分布复高斯变量。

3.根据权利要求1所述的一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，其特征在于，所述massive MIMO-OFDM上行系统的BS端采用迫零算法ZF来接收信号；所述迫零算法ZF是根据导频阶段估计的信道状态信息求得信道估计值的伪逆，并得到归一化之后的迫零因子G_0,0以消除信道影响；所述迫零因子

4.根据权利要求3所述的一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，其特征在于，

迫零接收后的ICI项表示为：

不考虑XPD效应矩阵X的影响，当M→∞时，由大数定理可得，

式中，E(·)为求期望；

在OFDM系统中，将相位噪声造成的ICI项近似为高斯分布，即假设为一个M×1的所有元素为独立同分布的随机矢量；同样，根据大数定理可得，

最终可得，迫零接收后的ICI项表示为：

采用了迫零接收之后的ICI项当天线增加时，其功率趋近于0；

不考虑共用本振参数θ_0,0，经过迫零接收的新噪声项W′_D,0可记为：

根据中心极限定理，在不考虑XPD效应矩阵X的前提下可得，

式中，Var(·)和Cov(·)分别为求方差和协方差；为服从0均值，方差为1的二维高斯分布；综上所述可得，

经过迫零接收后的新噪声仍然是加性噪声；

考虑XPD效应的影响，可得，

新噪声仍为加性噪声，但其方差由于去极化效应的存在取值范围为[1,2]。

5.根据权利要求4所述的一种massive MIMO-OFDM上行系统中基于极化调制的相位噪声消除方法，其特征在于，

信号极化状态对相位噪声不敏感特性实际上是一种数学上的处理，主要体现在通过酉矩阵令影响信号的相位噪声转换至加性噪声上

其中，且因此

由此可知，U为酉矩阵；式中与迫零因子相乘后的噪声W′_D,0再与U相乘后获得新的加性噪声，

其中，下标x和y代表信号极化状态的一对正交分量。W′_D,0,x和W′_D,0,y为W′_D,0的一对正交分量，W″_D,0,x和W″_D,0,y为W″_D,0的一对正交分量；

W″_D,0,x和W″_D,0,y是一对独立同分布的复高斯随机过程，其均值为0，并满足

W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数为

其中，q为变量阶数，D＝E{zz^H}。由式可得

由该式可得，W″_D,0,x和W″_D,0,y的联合概率密度函数与W′_D,0,x和W′_D,0,y的联合概率密度函数相同，并独立于酉矩阵U。因此可知W″_D,0的两个分量W″_D,0,x和W″_D,0,y也是一对独立同分布的复高斯随机变量，且与W′_D,0,x和W′_D,0,y有着相同的分布。