CN109314935B - 一种自动控制增益的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自动增益控制的方法和装置，包括：接收模拟信号和第一控制电压，根据第一控制电压对模拟信号进行增益，对增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号；从数字信号中分离出N个子载波信号，N为正整数；测量N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率；根据数字信号在第二时段内每个采样点的功率，得到第二功率；根据第一功率和第一门限以及第二功率和第二门限，产生第二控制电压，其中，第二控制电压用于控制对模拟信号的增益。本发明实施例可以准确获得N个子载波信号的平均功率，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性提升，有利于解调。

Description

一种自动控制增益的方法和装置

技术领域

本发明涉及微波通信领域，尤其涉及一种自动控制增益的方法和装置。

背景技术

在现代通信系统中，对数据传输速率的要求越来越高。对此提升调制模式或者扩展带宽是主要的实现手段，然而提升调制模式受限于硬件实现，传输带宽由于有限的频谱资源也不能无限制的扩展，因此可以提升频谱利用率的非连续载波聚合(CarrierAggregation，CA)已被迫切需求。非连续CA是一种多载波系统，相对单载波系统来讲，其优点是频谱利用率高，硬件成本低等，其缺点是系统峰均比(Peak Average Rate，PAR)增加，接收信号稳定性降低，干扰变强等。要使系统工作稳定可靠，就必须额外增加一些抗干扰技术，其中，接收机的自动增益控制(Auto Gain Control，AGC)就是改善接收信号质量的主要技术之一。

在微波传输系统中，当微波在空间传输过程中会发生功率的变化，如突然的下雨、起雾等现象，就会导致微波的传输信道产生快速的衰落，反映在信号上就是接收端的接收功率快速的降低。AGC技术就是一种在输入信号幅值变化很大的情况下，通过调节可控增益放大器(Voltage Gain Amplifier，VGA)的增益，使模数转换器(Analog to DigitalConverter，ADC)输入信号幅值基本恒定或者在较小的范围内变化。

现有的AGC技术监测输入信号的平均功率，应用于多载波系统时，会受到连续波(Continuous Wave，CW)干扰的影响，导致数字接收机接收的各子载波信号功率稳定性差，不利于解调。

发明内容

本发明的目的在于提供一种自动控制增益的方法和装置，解决现有技术在应用于多载波系统时，易受CW突变的影响，导致数字接收机接收的各子载波信号功率稳定性差，不利于解调的问题。

第一方面，提供一种自动增益控制方法，包括：接收模拟信号和第一控制电压，根据所述第一控制电压对所述模拟信号进行增益，对增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号；从所述数字信号中分离出N个子载波信号，其中，N为正整数；测量所述N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率；测量所述数字信号在第二时段内每个采样点的功率，根据所述每个采样点的功率，得到第二功率；根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差，根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差，根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数；根据所述误差控制系数，产生第二控制电压，其中，所述第二控制电压用于控制对所述模拟信号的增益。

本发明实施例可以准确获得N个子载波信号的平均功率，降低了CW突变的影响，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性提升，有利于解调。

结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述从所述数字信号中分离出N个子载波信号具体包括：将所述数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。本发明实施例提供了N个子载波信号的具体获得方式。

结合第一方面，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差具体包括：所述第一门限减去所述第一功率，得到所述第一误差；所述根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差具体包括：所述第二门限减去所述第二功率，得到所述第二误差。

结合第一方面或第一方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述根据所述每个采样点的功率，得到第二功率具体包括：测量功率大于所述第二门限的数字信号采样点的平均功率，作为所述第二功率。本发明实施例的第二功率取超过所述第二门限的数字信号采样点的平均功率，可以降低第二功率的抖动，增加系统稳定性。

结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

本发明实施例中的误差提取操作将测量数字信号的第二功率和N个子载波的平均功率结合起来，避免单独采用测量N个子载波的平均功率时，出现由于不考虑CW的影响，预估的数字信号的峰值功率偏小，导致进入ADC的信号功率超过动态范围的情况。

结合第一方面或第一方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述根据所述每个采样点的功率，得到第二功率具体包括：测量所述数字信号的采样点的峰值功率，作为所述第二功率；在得到第二功率之后，所述方法还包括：计算出所述数字信号在所述第二时段内的平均功率，根据所述第二功率和所述平均功率，得到数字信号峰均比，根据所述数字信号峰均比，得到所述第二门限，其中，所述数字信号峰均比越大，所述第二门限越小。

本发明实施例的第二门限会随着数字信号峰均比的变化而改变，与采用固定的第二门限相比，可以更充分地利用到ADC的动态范围，由于进入ADC的信号的信噪比与ADC的有效位数成正比，且ADC的动态范围利用的越充分，ADC的有效位数越高，因此本发明实施例可以让输入数据具有更高的信噪比。

结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：所述第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，所述第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第三因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述第三因数随着所述数字信号峰均比的降低而减小。本发明实施例可以根据所述数字信号峰均比情况调节所述第一误差和所述第二误差在所述误差控制系数中的占比，提升系统性能。

结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，所述第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第四因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

结合第一方面的第八种可能的实现方式，在第一方面的第九种可能的实现方式中，所述第四因数随着所述数字信号峰均比的降低而增大。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式中，所述根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到误差控制系数具体包括：将所述第一控制系数和所述第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数；所述根据所述误差控制系数，产生第二控制电压具体包括：对所述误差控制系数进行环路滤波，数控振荡以及低通滤波处理，产生所述第二控制电压。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第十一种可能的实现方式中，所述根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到误差控制系数具体包括：将所述第一控制系数和所述第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将所述滤波后的第一控制系数和所述滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数；所述根据所述误差控制系数，产生第二控制电压具体包括：对所述误差控制系数进行数控振荡以及低通滤波处理，产生所述第二控制电压。

第二方面，提供一种自动增益控制设备，包括：电压控制增益放大器，模数转换器，子载波功率检测器，数字信号检测器，误差提取器和控制电压发生器，

所述电压控制增益放大器，用于接收模拟信号和第一控制电压，根据所述第一控制电压对所述模拟信号进行增益，将增益后的模拟信号发送给所述模数转换器；

所述模数转换器，用于从所述电压控制增益放大器接收所述增益后的模拟信号，将所述增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号，将所述数字信号发送给所述子载波功率检测器和所述数字信号检测器；

所述子载波功率检测器，用于从所述模数转换器接收所述数字信号，从所述数字信号中分离出N个子载波信号，测量所述N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率，将所述第一功率发送给所述误差提取器，其中，N为正整数；

所述数字信号检测器，用于从所述模数转换器接收所述数字信号，测量所述数字信号在第二时段内每个采样点的功率，根据所述每个采样点的功率，得到第二功率，将所述第二功率发送给所述误差提取器；

所述误差提取器，用于从所述子载波功率检测器接收所述第一功率，从所述数字信号检测器接收所述第二功率，根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差，根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差，根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数，将所述误差控制系数发送给所述控制电压发生器；

所述控制电压发生器，用于从所述误差提取器接收所述误差控制系数，根据所述误差控制系数得到第二控制电压，将所述第二控制电压发送给所述电压控制增益放大器，其中，所述第二控制电压用于控制对所述模拟信号的增益。

本发明实施例可以准确获得N个子载波信号的平均功率，降低了CW突变的影响，使得数字接收机接收的各子载波信号的功率稳定性提升，有利于解调。

结合第二方面，在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述子载波功率检测器具体用于：将所述数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。本发明实施例提供了N个子载波信号的具体获取方式。

结合第二方面，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：所述第一门限减去所述第一功率，得到所述第一误差；所述第二门限减去所述第二功率，得到所述第二误差。

结合第二方面或第二方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述数字信号检测器具体用于：测量出在所述第二时段内，功率大于所述第二门限的数字信号采样点的平均功率，作为所述第二功率。本发明实施例的第二功率取超过所述第二门限的数字信号采样点的平均功率，可以降低第二功率的抖动，增加系统稳定性。

结合第二方面的第三种可能的实现方式，在第二方面的第四种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

本发明实施例中的误差提取器将测量数字信号的第二功率和N个子载波的平均功率结合起来，避免单独采用测量N个子载波的平均功率时，出现由于不考虑CW的影响，预估的数字信号的峰值功率偏小，导致进入ADC的信号功率超过动态范围的情况。

结合第二方面或第二方面的第一种或第二种可能的实现方式，在第二方面的第五种可能的实现方式中，所述数字信号检测器还包括：峰值功率检测器，平均功率检测器和峰均比计算器，所述峰值功率检测器，用于检测所述数字信号在第二时段内的峰值功率，将所述峰值功率发送给所述峰均比计算器；所述平均功率检测器，用于检测所述数字信号在第二时段内的平均功率，将所述平均功率发送给所述峰均比计算器；所述峰均比计算器，用于从所述峰值功率检测器接收所述峰值功率，从所述平均功率检测器接收所述平均功率，计算出第二时段内的数字信号峰均比，将所述数字信号峰均比发送给所述误差提取器。

结合第二方面的第五种可能的实现方式，在第二方面的第六种可能的实现方式中，所述误差提取器还用于，从所述峰均比计算器接收所述数字信号峰均比，根据所述数字信号峰均比，得到所述第二门限，其中，所述数字信号峰均比越大，所述第二门限越小。

本发明实施例的第二门限会随着数字信号峰均比的变化而改变，与采用固定的第二门限相比，可以更充分地利用到ADC的动态范围，由于进入ADC的信号的信噪比与ADC的有效位数成正比，且ADC的动态范围利用的越充分，ADC的有效位数越高，因此本发明实施例可以让输入数据具有更高的信噪比。

结合第二方面的第六种可能的实现方式，在第二方面的第七种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：所述第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，所述第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第三因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

结合第二方面的第七种可能的实现方式，在第二方面的第八种可能的实现方式中，所述第三因数随着峰均比的降低而减小。本发明实施例可以根据实际的峰均比情况调节所述第一误差和所述第二误差在所述误差控制系数中的占比，提升系统性能。

结合第二方面的第六种可能的实现方式，在第二方面的第九种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，所述第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第四因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

结合第二方面的第九种可能的实现方式，在第二方面的第十种可能的实现方式中，所述第四因数随着数字信号峰均比的降低而增大。

结合第二方面的第七种可能的实现方式，在第二方面的第十一种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：将所述第一控制系数和所述第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将所述滤波后的第一控制系数和所述滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数。

结合第二方面的第七种可能的实现方式，在第二方面的第十二种可能的实现方式中，所述误差提取器具体用于：将所述第一控制系数和所述第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数。

结合第二方面的第十二种可能的实现方式，在第二方面的第十三种可能的实现方式中，所述控制电压发生器还包括：环路滤波器，数控振荡器，低通滤波器；所述环路滤波器，用于从所述误差提取器接收所述误差控制系数，对所述误差控制系数进行环路滤波，将滤波后的误差控制系数发送给所述数控振荡器；所述数控振荡器，用于从所述环路滤波器接收所述滤波后的误差控制系数，根据所述滤波后的误差控制系数产生控制信号，将所述控制信号发送给所述低通滤波器；所述低通滤波器，用于从所述数控振荡器接收所述控制信号，根据所述控制信号，得到所述第二控制电压，将所述第二控制电压发送给所述电压控制增益放大器。

本发明实施例通过引入N个子载波的平均功率检测的方法，可以准确获得N个子载波信号的平均功率，降低了CW突变的影响，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性提升，降低功率上的波动，有利于解调；而且将测量数字信号的第二功率和N个子载波的平均功率相结合，避免单独采用测量N个子载波的平均功率时，出现由于不考虑CW的影响，预估的数字信号的峰值功率偏小，导致进入ADC的信号功率超过动态范围的情况。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为一种可应用本发明实施例的系统架构图；

图2(a)单载波系统中CW干扰叠加示意图；

图2(b)多载波系统中CW干扰叠加示意图；

图3为本发明一种实施例的方法流程图；

图4为本发明另一种实施例的第二门限设定示意图；

图5为本发明一种实施例的装置结构图；

图6为本发明另一种实施例的装置结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明的保护范围。

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、接口、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。

当本发明实施例提及“第一”、“第二”等序数词时，除非根据上下文其确实表达顺序之意，否则应当理解为仅仅是起区分之用。

在微波传输系统中，微波在空间传输过程中会发生功率的变化，如突然的下雨、起雾等现象就会导致微波的传输信道产生快速的衰落，反映在信号上就是接收端的接收功率快速的降低。AGC技术就是一种在输入信号幅值变化很大的情况下，通过调节可控增益放大器的增益，使ADC输入信号幅值基本恒定或者尽在较小的范围内变化。因为接收机电路都有一个正常的工作范围，如果输入信号过小，信号将可能被噪声淹没，如果输入信号过大，电路可能过载或饱和，以至电路不能正常工作。

然而，在现有的AGC技术中，对进入AGC模块的多载波数据不区分有用信号和干扰信号，不能准确获得有用信号的平均功率，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性差，不利于解调；而且现有的AGC技术会设定一个固定的目标门限，并检测进入AGC模块的数据平均功率，通过该平均功率与目标门限的比较来确定增益放大器的增益幅度，由于目标门限的设定要考虑数据峰均比最高的情况，因此在峰均比低时，现有的AGC技术无法充分利用ADC的动态范围，会造成ADC动态范围的浪费。

为了便于本领域技术人员的理解，本发明通过以下实施例对本发明提供的技术方案的具体实现过程进行说明。

其中，在本发明实施例中，提供如图1所示的一种应用本发明实施例提供的方法的系统架构图，该系统架构的工作流程如下：

第一，数字调制解调芯片将N个子载波的数据信息进行组帧后、编码、以及正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)映射。此后按照实际频谱分配间隔将各子载波进行频谱搬移后合并为一个整体，被合并后的数据信息进入到模数转换器(Digitalto Analog Converter，DAC)，将数字信号转化为模拟信号，该模拟信号经过模拟调制、变频、放大处理之后通过发送天线发送出去。

第二，被发送的信号经过一段距离的空间传输又被接收天线接收进入到接收通道。在传输过程中会受到干扰，如CW干扰，信号功率会发生变化，接收模拟通道首先将输入信号(单载波信号或者被当作整体的多载波信号)变频到数字调制解调器可以接收的频点上，进行滤波，然后把滤波后的信号发送到VGA，其中，CW干扰可能由其他设备发送的电磁波形成，是在某一个固定的频率上，与数字调制解调芯片发送的N个子载波均不在同一个频率上。

第三，VGA是一个电压控制器件增益大小的模块，该VGA有两路输入，一路输入为信号输入，另外一路输入为控制电压输入，有一路输出，将经过VGA放大之后的接收信号发送给ADC，经ADC转换之后的信号将有一部分进入AGC模块，另一部分进行后续接收处理。

第四，该AGC模块可以获取当前信号的功率信息，给VGA发送控制电压，通过控制VGA的增益强度，使输入ADC的信号幅值大小以高概率位于一个适合的范围内，保证ADC的正常工作。

可以理解的是，图1所示的系统架构图为本发明实施例的一种可能的应用场景，本发明实施例还可能应用于其他场景，本发明对此不做限定。

需要说明的是，CW干扰在频率上是在某一固定频点上的信号，在单载波系统中会被滤波器滤掉，如图2(a)所示，在多载波系统中，由于多个子载波信号彼此之间具有频率间隔，需要滤波器的频带范围更大，有很大可能会将CW干扰保留下来，如图2(b)所示，因此，在多载波系统中不能忽视CW干扰的影响。

本发明实施例提供一种自动控制增益方法，如图3所示，该方法可以包括：

301、接收模拟信号和第一控制电压，根据第一控制电压对模拟信号进行增益，对增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号。

302、从数字信号中分离出N个子载波信号，其中，数字信号包括N个子载波信号，N为正整数。

其中，从数字信号中分离出N个子载波信号的方式可以为，将数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。

303、测量N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率。

具体的，ADC对N个子载波信号进行采样，假设在第一时段内的采样点个数为L，则在该第一时段内N个子载波信号的平均功率之和为：

其中，data_n表示第n个采样点的值。

304、测量数字信号在第二时段内每个采样点的功率，根据每个采样点的功率，得到第二功率。

305、根据第一功率和第一门限，得到第一误差，根据第二功率和第二门限，得到第二误差，根据第一误差和第二误差，得到误差控制系数。

其中，第一门限用于提取N个子载波信号的功率误差，第二门限用于提取数字信号的峰值功率误差，第一门限是预先设定好的数值。优选地，第一时段和第二时段是相等的。

具体的，第一误差和第二误差的获得方式为，第一门限减去第一功率，得到第一误差；第二门限减去第二功率，得到第二误差。可选地，作为另一个实施例，第一误差和第二误差的获得方式还可以为，将第一门限和第一功率的比值进行对数运算，得到第一误差；将第二门限和第二功率的比值进行对数运算，得到第二误差。

306、根据该误差控制系数，产生第二控制电压，其中，第二控制电压用于控制对模拟信号的增益。

本发明实施例通过引入N个子载波的平均功率检测的方法，可以准确获得N个子载波信号的平均功率，降低了CW突变的影响，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性提升，降低功率上的波动，有利于解调；而且将测量数字信号的第二功率和N个子载波的平均功率相结合，避免单独采用测量N个子载波的平均功率时，出现由于不考虑CW的影响，预估的数字信号的峰值功率偏小，导致进入ADC的信号功率超过动态范围的情况。

可选地，作为另一个实施例，测量数字信号在第二时段内每个采样点的功率，测量功率大于第二门限的数字信号采样点的平均功率，作为第二功率。

本发明实施例中，将在第二时段内所有功率超过第二门限的数字信号采样点统计出来，对满足要求的数字信号采样点的功率取平均值，作为第二功率，可以减少第二功率的抖动，提升稳定性。

其中，得到误差控制系数的方式为，第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数，其中，第一因数和第二因数为预先设定的数值。

应理解，第一误差为N个子载波信号的功率误差，第二误差为数字信号的峰值功率误差，第一因数和第二因数都是远小于1的数，可以降低信号的变化强度，提高系统运行的稳定性，而且第一因数和第二因数可以根据系统的要求设置几组不同的数值，其中，系统要求主要为功率变化的追踪速度，功率抖动程度等。

可选地，作为另一个实施例，测量数字信号在第二时段内每个采样点的功率，计算数字信号在第二时段内的峰值功率，作为第二功率；计算出数字信号在第二时段内的平均功率，根据第二功率和平均功率，得到数字信号峰均比，根据数字信号峰均比，得到第二门限，其中，数字信号峰均比越大，第二门限越小。

应理解，峰均比的计算公式如下：

PAR＝P_peak/P_average

其中，P_peak为峰值功率，P_average为平均功率，单位为毫瓦或者瓦。

应理解，分贝(decibel，dB)是一个相对比值，以dB为单位的两个量之间相减，就相当于实际量(例如，毫瓦)之间相除，因此，如果以dB为单位，则峰均比计算公式可以写为：

PAR＝P_peak-P_average

下面均以dB为单位进行说明，其中，该第二门限为数字信号的目标均值，第二门限和数字信号峰均比之和与ADC的动态范围之间的差值，作为保护门限，用于确保峰值功率不会超出ADC的动态范围，可以根据数字信号的具体情况设定，在该数字信号中，当CW功率大于子载波信号的功率时，由于CW的功率较为稳定，保护门限可以适当小一些，反之，当CW功率小于子载波信号的功率时，保护门限可以适当大一些。

应理解，由于数字信号中包含N个子载波信号，每个子载波信号采用的调制格式可能是不同的，而采用不同调制格式的信号的峰均比也是不同的，调制格式的阶数越高，峰均比越大。其中，CW可以理解为正弦波或余弦波，峰均比为3dB左右，小于正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)的峰均比。

需要说明的是，第二门限与数字信号峰均比之和要小于ADC的动态范围，ADC的动态范围指ADC可接受的最大功率与最小功率的差值。具体的，以ADC的动态范围为19dB为例，假设保护门限为3dB，如果数字信号峰均比为6dB，则此时的第二门限可以设为10dB，如果数字信号峰均比为12dB，则此时的第二门限可以设为4dB；在CW的功率大于子载波信号的功率时，数字信号峰均比为CW的峰均比，约为3dB，由于CW的功率较为稳定，保护门限可以减小，假设减小到1dB，则第二门限就可以设为15dB。

综上所述，该第二门限的取值与数字信号峰均比有关，第二门限表达式为：

second_th＝K*PAR+B

其中，K和B为根据ADC动态范围以及保护门限预先设定的值。

仍以ADC的动态范围为19dB为例，如果不考虑保护门限的变化，假设保护门限固定为3dB，则第二门限的表达式可以为：

second_th＝16-PAR

其中，K为-1，B为16dB。此时，由于该第二门限为数字信号的目标均值，则数字信号的峰值功率可以达到16dB左右，可以充分利用ADC的动态范围，而且有3dB的保护，不会存在超过ADC的动态范围，造成信号失真的问题。

如果考虑到在CW功率大于子载波信号功率时，保护门限可以减小的情况，则第二门限表达式具体可以为：

如图4所示，横坐标表示峰均比，纵坐标表示第二门限，在数字信号峰均比为12dB时，第二门限为0dB；在数字信号峰均比为3dB时，第二门限为15dB。

需要说明的是，在数字信号峰均比为12dB时，数字信号的峰值功率只能达到12dB左右，对ADC动态范围的利用不如固定保护门限的方式，但在数字信号峰均比为3dB时，数字信号的峰值功率可以达到18dB左右，对ADC动态范围的利用率优于固定保护门限的方式。而且，数字信号峰均比为3dB时，CW的功率远大于子载波信号的功率，1dB的保护门限同样可以保证不出现超过ADC的动态范围，造成信号失真的现象。

在现有技术中，第二门限是根据数字信号的最大峰均比预先设定好的，假设ADC动态范围仍为19dB，峰均比在4dB到12dB之间，保护门限仍定为3dB，则设定的第二门限为19dB-12dB-3dB＝4dB，当数字信号峰均比为12dB时，是可以充分利用ADC的动态范围的，但当数字信号峰均比为4dB时，由于该第二门限为数字信号的目标均值，则数字信号的峰值功率大约为8dB左右，有11dB作为保护门限，会造成ADC动态范围的浪费。

本发明实施例的第二门限会随着数字信号峰均比的变化而改变，与采用固定的第二门限相比，可以更充分地利用到ADC的动态范围，由于进入ADC的信号的信噪比与ADC的有效位数成正比，且ADC的动态范围利用的越充分，ADC的有效位数越高，因此本发明实施例可以让输入数据具有更高的信噪比。

应理解，本发明实施例的第二门限表达式并不局限于上述两种，可以根据实际情况设定，本发明对此不做限定。

可选地，作为另一个实施例，所述根据第一误差和第二误差，得到误差控制系数具体包括：第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数，其中，第一因数和第二因数为预先设定的数值，第三因数为随着峰均比变化的数值。

应理解，第一误差为N个子载波信号的功率误差，第二误差为数字信号的峰值功率误差，第一因数和第二因数都是远小于1的数，可以降低信号的变化强度，提高系统运行的稳定性，而且第一因数和第二因数可以根据系统的要求设置几组不同的数值，其中，系统要求主要为功率变化的追踪速度，功率抖动程度等。

其中，第三因数会随着数字信号峰均比的降低而减小。在数字信号的调制格式保持不变的情况下，如果数字信号峰均比降低，则CW的功率将会升高，也就是说，CW的影响将会增大，因此，第一误差所占的比重要有所降低，需要乘上第三因数进行调整。

可选地，作为另一个实施例，所述根据第一误差和第二误差，得到误差控制系数具体包括：第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数，其中，第一因数和第二因数为预先设定的数值，第四因数为随着峰均比变化的数值。

其中，第四因数会随着数字信号峰均比的降低而增大。

可选地，作为另一个实施例，所述根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数的具体方式为：将第一控制系数和第二控制系数相加或相乘，得到误差控制系数；所述根据所述误差控制系数，产生第二控制电压的具体方式为：对误差控制系数进行环路滤波(Loop Filter，LPF)，数控振荡以及低通滤波处理，产生第二控制电压。

可选地，所述根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数的具体方式还可以为：将第一控制系数和第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到误差控制系数。

再对误差控制系数进行数控振荡以及低通滤波处理，产生第二控制电压。

具体的，环路滤波可以滤除控制系数的抖动，该环路滤波的时域表达式为：

lpf_out(n)＝lpf_out(n-1)+err(n)*kp+err(n-1)*(kp-ki)

其中，lpf_out(n-1)表示第n-1次环路滤波的输出，err(n-1)表示第n-1次得到的误差控制系数，kp为比例因子，ki为积分因子，调制这两个因子即可得到稳定的输出，采用环路滤波，可以滤掉低概率的突变信号，增强系统的稳定性。

对该误差控制系数进行数控振荡，可以产生一个以时钟占空比体现电压值的控制信号，控制VGA的电压设置。当误差控制系数大于0时，说明当前功率值比目标功率值小，需要增大电压，反之则减小电压。优选地，控制信号为脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，PWM)信号。

对控制信号进行低通滤波处理，可以将该控制信号中用占空比表现的控制电压转换为实际的控制电压，完成VGA的控制电压输入，最终完成AGC控制的功能。以数字调制解调芯片的输出管脚电压为1V为例，由于控制信号的占空比范围为0％-100％，在需要输出的控制电压为0.45V时，则输出占空比为45％的控制信号，该控制信号经过低通滤波处理，输出的控制电压即为0.45V。

本发明实施例提供一种自动控制增益设备，如图5所示，包括：电压控制增益放大器510，模数转换器520，子载波功率检测器530，数字信号检测器540，误差提取器550，控制电压发生器560，

电压控制增益放大器510，用于接收模拟信号和第一控制电压，根据第一控制电压对模拟信号进行增益，将增益后的模拟信号发送给模数转换器520。

模数转换器520，用于从电压控制增益放大器510接收增益后的模拟信号，将增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号，将数字信号发送给子载波功率检测器530和数字信号检测器540。

子载波功率检测器530，用于从模数转换器520接收数字信号，从数字信号中分离出N个子载波信号，计算N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率，将第一功率发送给误差提取器550，其中，N为正整数。

可选地，作为另一个实施例，子载波功率检测器530具体用于：将数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。

具体的，模数转换器530对N个子载波信号进行采样，假设在第一时段内的采样点个数为L，则在该第一时段内N个子载波信号的平均功率之和为：

其中，data_n表示第n个采样点的值。

数字信号检测器540，用于从模数转换器520接收数字信号，测量数字信号在第二时段内每个采样点的功率，根据每个采样点的功率，得到第二功率，将第二功率发送给误差提取器550。

优选地，第一时段和第二时段是相等的。

可选地，数字信号检测器540具体用于：测量功率大于所述第二门限的数字信号采样点的平均功率，作为第二功率。

在本发明实施例中，数字信号检测器540将在第二时段内所有功率超过第二门限的数字信号采样点统计出来，计算满足要求的数字信号采样点的功率平均值，作为第二功率，可以减少第二功率的抖动，提升稳定性。

误差提取器550，用于从子载波功率检测器530接收第一功率，从数字信号检测器540接收第二功率，根据第一功率和第一门限，得到第一误差，根据第二功率和第二门限，得到第二误差，根据第一误差和第二误差，得到误差控制系数，将误差控制系数发送给控制电压发生器560。

其中，第一门限用于提取N个子载波信号的功率误差，第二门限用于提取数字信号的第二功率误差，第一门限为预先设定好的数值。

可选地，误差提取器550具体用于：第一门限减去第一功率，得到第一误差；第二门限减去第二功率，得到第二误差；或将第一门限和第一功率的比值进行对数运算，得到第一误差；将第二门限和第二功率的比值进行对数运算，得到第二误差。

可选地，作为另一个实施例，误差提取器550具体用于：让第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数。

应理解，第一误差为N个子载波信号的功率误差，第二误差为数字信号的峰值功率误差，第一因数和第二因数都是远小于1的数，可以降低信号的变化强度，提高系统运行的稳定性，而且第一因数和第二因数可以根据系统的要求设置几组不同的数值，其中，系统要求主要为功率变化的追踪速度，功率抖动程度等。

控制电压发生器560，用于从误差提取器550接收误差控制系数，根据误差控制系数得到第二控制电压，将第二控制电压发送给电压控制增益放大器510，其中，第二控制电压用于控制对模拟信号的增益。

本发明实施例通过引入N个子载波的平均功率检测的方法，可以准确获得N个子载波信号的平均功率，降低了CW突变的影响，使得数字接收机中接收的各子载波信号的功率稳定性提升，降低功率上的波动，有利于解调；而且将测量数字信号的第二功率和N个子载波的平均功率相结合，避免单独采用测量N个子载波的平均功率时，出现由于不考虑CW的影响，预估的数字信号的峰值功率偏小，导致进入模数转换器520的信号功率超过动态范围的情况。

可选地，作为另一个实施例，如图6所示，数字信号检测器540还包括：峰值功率检测器541，平均功率检测器542和峰均比计算器543；

峰值功率检测器541，用于检测数字信号在第二时段内的峰值功率，将峰值功率发送给峰均比计算器543；

平均功率检测器542，用于检测数字信号在第二时段内的平均功率，将平均功率发送给峰均比计算器543；

峰均比计算器543，用于从峰值功率检测器541接收峰值功率，从平均功率检测器542接收平均功率，计算出第二时段内的数字信号峰均比，将数字信号峰均比发送给误差提取器550。

可选地，作为另一个实施例，误差提取器550还用于，从峰均比计算器543接收数字信号峰均比，根据数字信号峰均比，得到第二门限，其中，数字信号峰均比越大，第二门限越小。

其中，数字信号峰均比的计算以及第二门限的具体设定方式在前面实施例中已经详细描述过，本发明实施例在此不再赘述。

本发明实施例的第二门限会随着数字信号峰均比的变化而改变，与采用固定的第二门限相比，可以更充分地利用到模数转换器520的动态范围，由于进入模数转换器520的信号的信噪比与模数转换器520的有效位数成正比，且模数转换器520的动态范围利用的越充分，模数转换器520的有效位数越高，因此本发明实施例可以让输入信号具有更高的信噪比。

可选地，作为另一个实施例，误差提取器550具体用于：将第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，第一因数和第二因数为预先设定的数值，第三因数为随着峰均比变化的数值；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数。

应理解，第一误差为N个子载波信号的功率误差，第二误差为数字信号的峰值功率误差，第三因数会随着数字信号峰均比的变化而变化；第一因数和第二因数都是远小于1的数，可以降低信号的变化强度，提高系统运行的稳定性，而且第一因数和第二因数可以根据系统的要求设置几组不同的数值，其中，系统要求主要为功率变化的追踪速度，功率抖动程度等。

其中，第三因数会随着数字信号峰均比的降低而减小。其中，在数字信号的调制格式保持不变的情况下，如果数字信号峰均比降低，则CW的功率将会升高，也就是说，CW的影响将会增大，因此，第一误差所占的比重要有所降低，需要乘上第三因数进行调整。

可选地，作为另一个实施例，误差提取器550具体用于：将第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数，其中，第一因数和第二因数为预先设定的数值，第四因数为随着数字信号峰均比变化的数值；根据第一控制系数和第二控制系数，得到误差控制系数。

其中，第四因数会随着数字信号峰均比的降低而增大。

可选地，作为另一个实施例，误差提取器550具体用于：将第一控制系数和第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到误差控制系数。

可选地，误差提取器550具体用于：将第一控制系数和第二控制系数相加或相乘，得到误差控制系数。

其中，控制电压发生器560还包括：环路滤波器561和数控振荡器562和低通滤波器563，

环路滤波器561，用于从误差提取器550接收误差控制系数，对误差控制系数进行环路滤波，将滤波后的误差控制系数发送给数控振荡器562。

数控振荡器562，用于从环路滤波器561接收滤波后的误差控制系数，根据滤波后的误差控制系数产生控制信号，将控制信号发送给低通滤波器563。

低通滤波器563，用于从数控振荡器562接收控制信号，根据控制信号，得到第二控制电压，将第二控制电压发送给电压控制增益放大器510。

其中，环路滤波器561可以滤掉低概率的突变信号，增强系统的稳定性，数控振荡器562可以根据滤波后的误差控制系数产生一个以时钟占空比体现电压值的控制信号，控制VGA的电压设置。当误差控制系数大于0时，说明当前功率值比目标功率值小，需要增大电压，反之则减小电压。优选地，控制信号为PWM信号。

低通滤波器563可以将该控制信号中用占空比表现的控制电压转换为实际的控制电压，完成VGA的控制电压输入，最终完成AGC控制的功能。以数字调制解调芯片的输出管脚电压为1V为例，由于控制信号的占空比范围为0％-100％，在需要输出的控制电压为0.45V时，则输出占空比为45％的控制信号，该控制信号经过低通滤波处理，输出的控制电压即为0.45V。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (22)

1.一种自动增益控制方法，其特征在于，包括：

接收模拟信号和第一控制电压，根据所述第一控制电压对所述模拟信号进行增益，对增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号；

从所述数字信号中分离出N个子载波信号，其中，N为正整数；

测量所述N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率；

测量所述数字信号在第二时段内每个采样点的功率，计算出所述数字信号的采样点的峰值功率，作为第二功率；

根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差，根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差，根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数；

根据所述误差控制系数，产生第二控制电压，其中，所述第二控制电压用于控制对所述模拟信号的增益；

在得到第二功率之后，所述方法还包括：测量出所述数字信号在所述第二时段内的平均功率，根据所述第二功率和所述平均功率，得到数字信号峰均比，根据所述数字信号峰均比，得到所述第二门限，其中，所述数字信号峰均比越大，所述第二门限越小；

第二门限与数字信号峰均比之和小于模数转换器ADC的动态范围。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从所述数字信号中分离出N个子载波信号具体包括：

将所述数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差具体包括：所述第一门限减去所述第一功率，得到所述第一误差；

所述根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差具体包括：所述第二门限减去所述第二功率，得到所述第二误差。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，所述第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第三因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述第三因数随着所述数字信号峰均比的降低而减小。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数具体包括：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，所述第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第四因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第四因数随着所述数字信号峰均比的降低而增大。

9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到误差控制系数具体包括：将所述第一控制系数和所述第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数；

所述根据所述误差控制系数，产生第二控制电压具体包括：对所述误差控制系数进行环路滤波，数控振荡以及低通滤波处理，产生所述第二控制电压。

10.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到误差控制系数具体包括：将所述第一控制系数和所述第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将所述滤波后的第一控制系数和所述滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数；

所述根据所述误差控制系数，产生第二控制电压具体包括：对所述误差控制系数进行数控振荡以及低通滤波处理，产生所述第二控制电压。

11.一种自动增益控制设备，其特征在于，包括：电压控制增益放大器，模数转换器，子载波功率检测器，数字信号检测器，误差提取器，控制电压发生器，

所述电压控制增益放大器，用于接收模拟信号和第一控制电压，根据所述第一控制电压对所述模拟信号进行增益，将增益后的模拟信号发送给所述模数转换器；

所述模数转换器，用于从所述电压控制增益放大器接收所述增益后的模拟信号，将所述增益后的模拟信号进行模数转换，得到数字信号，将所述数字信号发送给所述子载波功率检测器和所述数字信号检测器；

所述子载波功率检测器，用于从所述模数转换器接收所述数字信号，从所述数字信号中分离出N个子载波信号，测量所述N个子载波信号在第一时段内的平均功率之和，得到第一功率，将所述第一功率发送给所述误差提取器，其中，N为正整数；

所述数字信号检测器，用于从所述模数转换器接收所述数字信号，测量所述数字信号在第二时段内每个采样点的功率，计算出所述数字信号的采样点的峰值功率，作为第二功率，将所述第二功率发送给所述误差提取器；

所述误差提取器，用于从所述子载波功率检测器接收所述第一功率，从所述数字信号检测器接收所述第二功率，根据所述第一功率和第一门限，得到第一误差，根据所述第二功率和第二门限，得到第二误差，根据所述第一误差和所述第二误差，得到误差控制系数，将所述误差控制系数发送给所述控制电压发生器；

所述控制电压发生器，用于从所述误差提取器接收所述误差控制系数，根据所述误差控制系数得到第二控制电压，将所述第二控制电压发送给所述电压控制增益放大器，其中，所述第二控制电压用于控制对所述模拟信号的增益；

所述数字信号检测器具体用于：

所述误差提取器还用于，从峰均比计算器接收数字信号峰均比，根据所述数字信号峰均比，得到所述第二门限，其中，所述数字信号峰均比越大，所述第二门限越小；第二门限与数字信号峰均比之和小于模数转换器ADC的动态范围。

12.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述子载波功率检测器具体用于：

将所述数字信号分成N路，每路数字信号均相同，将第K路数字信号中第K个子载波信号通过频谱搬移技术搬移到零频，再进行匹配滤波，分离出第K个子载波信号，其中，K为不大于N的正整数。

13.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

所述第一门限减去所述第一功率，得到所述第一误差；所述第二门限减去所述第二功率，得到所述第二误差。

14.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

15.根据权利要求11至13任一项所述的设备，其特征在于，所述数字信号检测器还包括：峰值功率检测器，平均功率检测器和峰均比计算器；

所述峰值功率检测器，用于检测所述数字信号在第二时段内的峰值功率，将所述峰值功率发送给所述峰均比计算器；

所述平均功率检测器，用于检测所述数字信号在第二时段内的平均功率，将所述平均功率发送给所述峰均比计算器；

所述峰均比计算器，用于从所述峰值功率检测器接收所述峰值功率，从所述平均功率检测器接收所述平均功率，计算出所述数字信号第二时段内的数字信号峰均比，将所述数字信号峰均比发送给所述误差提取器。

16.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一修正误差，所述第一修正误差乘上第三因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第三因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

17.根据权利要求16所述的设备，其特征在于，所述第三因数随着所述数字信号峰均比的降低而减小。

18.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

所述第一误差乘上第一因数，得到第一控制系数，所述第二误差乘上第二因数，得到第二修正误差，所述第二修正误差乘上第四因数，得到第二控制系数，其中，所述第一因数和所述第二因数为预先设定的数值，所述第四因数为随着所述数字信号峰均比变化的数值；

根据所述第一控制系数和所述第二控制系数，得到所述误差控制系数。

19.根据权利要求18所述的设备，其特征在于，所述第四因数随着所述数字信号峰均比的降低而增大。

20.根据权利要求16所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

将所述第一控制系数和所述第二控制系数分别进行环路滤波，得到滤波后的第一控制系数和滤波后的第二控制系数，将所述滤波后的第一控制系数和所述滤波后的第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数。

21.根据权利要求16所述的设备，其特征在于，所述误差提取器具体用于：

将所述第一控制系数和所述第二控制系数相加或相乘，得到所述误差控制系数。

22.根据权利要求21所述的设备，其特征在于，所述控制电压发生器还包括：环路滤波器，数控振荡器，低通滤波器，

所述环路滤波器，用于从所述误差提取器接收所述误差控制系数，对所述误差控制系数进行环路滤波，将滤波后的误差控制系数发送给所述数控振荡器；

所述数控振荡器，用于从所述环路滤波器接收所述滤波后的误差控制系数，根据所述滤波后的误差控制系数产生控制信号，将所述控制信号发送给所述低通滤波器；

所述低通滤波器，用于从所述数控振荡器接收所述控制信号，根据所述控制信号，得到所述第二控制电压，将所述第二控制电压发送给所述电压控制增益放大器。

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