CN109307801B

CN109307801B - 基于电调移相器色散特性的相位配平方法

Info

Publication number: CN109307801B
Application number: CN201811347629.8A
Authority: CN
Inventors: 黄微波; 周斌; 贺彬; 周于凯; 路小月
Original assignee: Xian Institute of Space Radio Technology
Current assignee: Xian Institute of Space Radio Technology
Priority date: 2018-11-13
Filing date: 2018-11-13
Publication date: 2020-12-18
Anticipated expiration: 2038-11-13
Also published as: CN109307801A

Abstract

本发明公开了一种基于电调移相器色散特性的相位配平方法，首先从合成网络中任意选择一个支路作为基准支路；其次利用矢量网络分析仪获得各个支路相位随频率的变化曲线，进行归一化处理，最后通过电调移相器和数字移相器调整每个支路的电压，使得每个支路与基准支路相位随频率的变化曲线重合，实现各个支路的相位配平。本发明能够通过电调移相器控制电压的连续调整实现补偿相位的连续变化，匹配合成网络中各支路相对于基准支路的由于时延引起的相位差，相位配平周期短，效率高，不额外增加系统尺寸，集成度高。

Description

基于电调移相器色散特性的相位配平方法

技术领域

本发明涉及基于电调移相器色散特性的相位配平方法，属于大功率合成微波放大器领域。

背景技术

在微波毫米波应用系统中，系统功率的大小决定了整个系统的作用距离、抗干扰能力及通信质量。单个功率器件的输出功率仍是有限的，因此提出了多个半导体固态器件或者真空器件的功率合成技术来实现大功率放大器部件。

除功率外，放大器部件的带宽特性也是系统需要重点关注的对象。宽带微波功率合成技术可以广泛地应用于频率捷变、有源阵列雷达、雷达假目标、假目标转发器以及干扰发射机阵列等电子对抗设备中，特别适合在复杂信息条件下的现代化战争系统。

而对于宽带微波功率合成技术，合成效率受限于合路器的带宽和合成网络中各支路信号的相位差和幅度差。采用宽频带特性的功率合成网络(拓扑)，可以大幅度提高系统的输出功率，而合成网络中各支路信号的相位差和幅度差则需通过幅度和相位配平方法来保证各支路的一致性。

在宽带功率合成中要解决合成网络中各支路信号的相位差，保证各支路的相位一致性，必须保证各支路时延的一致。当个支路时延不一致时，会造成宽带条件下的相位差无法通过相位平移的方法配平，无法保证宽带合成的效果。

合成网络的两支路相位差对合成效率的影响图1所示。

在带宽为3GHz情况下，时延差对相位的影响如表1所示。

表1时延差对相位的影响

当两支路的绝对时延差0.1ns时，整个带宽下相位相差108°，此时相位差最大的点合成效率不足80％。

目前常用的相位配平方法为：通过增加波导长度、电缆长度、固定衰减器等手段增加时延较小支路的绝对时延，使得合成网络中各支路时延一致。上述相位配平方法的缺陷：调节不是连续的，需要事先确定调整量，再去加工时延补偿单元，这种方法导致配平周期长，配平效率低。

以8.28GHz～11.32GHz频段，BJ100波导相位配平为例：

波导配平方式：计算频带内相位差值ΔΦ，特定频带内增加波导长度与相位的补偿关系如表2所示。

表2波导增加长度与相位的补偿关系

增加波导长度	相对带宽3.04G
		1mm	4.94°
2mm	9.88°
		3mm	14.82°
4mm	19.76°
		5mm	24.7°
6mm	29.64°

如在3.04G带宽内ΔΦ为5°时，需增加1mm波导长度，ΔΦ为45°时，需增加10mm波导，ΔΦ越大增加波导长度越长。当各支路状态未确定时或变化不一致时，需预备多种不同长度的波导，增加了器件加工和管理难度。

当获知了频带内相位差值ΔΦ后才能进行加工相应尺寸波导，在加长研制周期的同时，还造成了系统结构设计和集成的复杂度，相位配平较为繁琐、麻烦。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供基于电调移相器色散特性的相位配平方法，能够实现补偿相位的连续变化，匹配合成网络中各支路相对于基准支路由于时延引起的相位差，相位配平周期短，效率高，不额外增加系统尺寸，集成度高。

本发明的技术解决方案是：

基于电调移相器色散特性的相位配平方法，包括如下步骤：

(1)从合成网络中任意选择一个支路作为基准支路；

(2)利用矢量网络分析仪获得各个支路相位随频率的变化曲线；

(3)通过电调移相器和数字移相器调整每个支路的电压，使得每个支路与基准支路相位随频率的变化曲线重合，实现各个支路的相位配平。

每个支路连接一个电调移相器和一个数字移相器。

所述步骤(3)中，电调移相器调整相连接支路电压的过程如下：

(3.1)利用矢量网络分析仪对基准支路相位进行归一化处理，获得每个支路与基准支路最大频率处的相位差φ1以及最小频率处的相位差φ2；

(3.2)计算每个支路φ1与φ2的差值Δφ*；

(3.3)根据相连接支路的Δφ*值，确定电调移相器电压的调整方向和调整值。

所述步骤(3.3)中，根据电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线确定电调移相器电压的调整方向和调整值。

通过试验获得合成带宽下，电调移相器相位配平补偿范围随电压的变化曲线。

根据电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线确定电调移相器电压的调整方向和调整值，确定方式如下：

(6.1)从电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线中，选取一个固定电压值作为每个电调移相器的基准电压，其对应的相位差为基准相位差Ψ；

(6.2)根据计算值Δφ*，得到当前需要设置的相位差Ψ+Δφ*；

(6.3)从电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线中，找到当前相位差对应的电压，该电压与基准电压差的绝对值即为电调移相器电压调整值；

(6.4)当Δφ*为正时，电压向增大的方向调整，当Δφ*为负时，电压向减小的方向调整。

所述步骤(6.1)中，选取电压的中间值作为每个电调移相器的基准电压。

为每个电调移相器增加分压电阻，通过分压电阻调节电调移相器的电压。

通过数字移相器调整每个支路的电压，使每个支路的起始相位与基准支路的起始相位差的绝对值≤3°。

数字移相器为6bit 360°数字移相器。

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

(1)只需改变分压电阻阻值即可实现电调移相器电压连续可调，获取需要的相位补偿值，实现各支路相位配平。相对于增加器件方法(波导、电缆、衰减器等)，本方法相位补偿值为连续调节，可调性更强，

(2)传统增加器件方法，只能选择时延最大支路作为基准支路，其它支路在此基础上增加补偿器件，以实现相位补偿。本方法可以选择任一支路作为基准支路，相位补偿正向、负向均可实现，操作更为灵活方便。

(3)传统增加器件方法，器件增加均在外部实施，增加时增加了系统尺寸，本方法分压电阻网络与电调移相器均集成在模块或单机内部，不额外增加系统尺寸，集成度高。

(4)传统增加器件方法，当各支路状态未确定时或变化不一致时，需预备多种不同长度的波导或器件，增加了器件加工和管理难度。当获知了频带内相位差值ΔΦ后才能进行加工相应尺寸波导，加长研制周期。本方法只需改变阻值即可实现相位补偿，配平效率高，周期短无管理难度，简单易操作。

附图说明

图1为两路相位差对合成效率的影响示意图；

图2为HMC247电调移相器在不同频率下移相范围随电压变化曲线；

图3为本实施例相位配平技术框图；

图4为电调移相器8GHz～11GHz相位配平补偿范围随电压的变化曲线；

图5为基准支路归一化处理后的相位测试图；

图6为1支路相对于基准支路的相位测试图；

图7为电调移相器相位配平补偿后的两个支路相位测试图；

图8为数字移相器相位调整后的两个支路相位测试图；

图9为本发明流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

如图9所示，本发明公开了一种基于电调移相器色散特性的相位配平方法，利用电调移相器色散特性补偿功率合成各支路由于时延不同引起的相位差，采用6bit 360°数字移相器补偿起始相位的不同，保证功率合成各支路相位一致性。

具体步骤如下：

(1)从合成网络中任意选择一个支路作为基准支路；

(3)每个支路连接一个电调移相器和一个数字移相器，通过电调移相器和数字移相器调整相连接支路的电压，使得每个支路与基准支路相位随频率的变化曲线重合，实现各个支路的相位配平。

电调移相器调整相连接支路电压的过程如下：

(3.2)计算每个支路φ1与φ2的差值Δφ*；

(3.3)通过试验获得合成带宽下，电调移相器相位配平补偿范围随电压的变化曲线。根据相连接支路的Δφ*值，以及电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线，确定电调移相器电压的调整方向和调整值。

确定方式如下：

(6.1)从电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线中，选取一个固定电压值(优选中间值)作为每个电调移相器的基准电压，其对应的相位差为基准相位差Ψ；

(6.2)根据计算值Δφ*，得到当前需要设置的相位差Ψ+Δφ*；

(6.4)当Δφ*为正时，电压向增大的方向调整，电压向减小的方向调整。

实施例：

使用HITTITE公司HMC247电调移相器作为时延补偿单元，利用其在6GHz～18GHz频带内不同频率相同电压变化时，相移量不同的特性，用以提供时延不同引起的相位补偿，在6GHz～18GHz频带内实现相位配平。

电调移相器为色散器件，相同电压变化，在不同频率下移相量呈单调变化，图2所示为HMC247电调移相器移相范围随电压变化示意图。在6GHz～18GHz频带内，0V～10V，最大相位配平补偿能力为：350°。

图3为本实施例相位配平技术框图。

在8.3GHz～11.3GHz范围内，电调移相器8GHz～11GHz相位配平补偿范围随电压的变化曲线如图4所示。当电压在0～8V变化时，其配平能力≥130°。因此基于移相器的色散特性，当各支路对配平的要求不同时，只需调整不同支路移相器的工作电压即可。

HMC247电调移相器随电压变化相位配平补偿能力如表3所示。

表3电调移相器随电压变化相位配平补偿能力

·功率合成频率：8GHz～11GHz

·电调移相器基准电压：+4V

·电调移相器偏置网络供电电压+8V，与支路1连接的电调移相器的分压电阻由R1*、R2串联组成，R1*为可调电阻，R2阻值、R1*阻值均为2kΩ。与支路2连接的电调移相器的分压电阻由R3*、R4串联组成，R3*为可调电阻，R4阻值、R3*阻值均为2kΩ。如图3所示。

步骤1：以2支路为基准支路，利用矢量网络分析仪对该支路相位进行归一化处理，示意图如图5所示；

步骤2：在矢量网络分析仪相位归一化窗口中测试1支路相位，如图6所示；

情况1：

当Δφ*＝-35°，基准相位为Ψ＝90°，Ψ+Δφ*＝65°，查找图3和表1，得到需要的移相器的供电电压为+2.39V，电压向减小的方向调整，将R1*调整为4.7kΩ。

情况2：

当Δφ*＝+29°，基准相位为Ψ＝90°，Ψ+Δφ*＝119°，查找图3和表1，得到需要的移相器的供电电压为+6.6V，电压向增大的方向调整，将R1*调整为0.42kΩ。

经过电调移相器进行相位配平补偿后归一化的相位测试图如图7所示。

步骤3：调整6bit 360°数字移相器，将起始相位Δψ移至0°附近，保证|Δψ|≤3°。数字移相器相位调整后的两个支路相位测试图如图8所示。

本发明方法目前已经应用于某卫星1600W脉冲行波管放大器中，使用后，相位配平工作量大幅降低，配平精度及合成效率均满足宽带合成要求。

本发明未作详细描述的内容属于本领域技术人员公知常识。

Claims

1.基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）从合成网络中任意选择一个支路作为基准支路；

（2）利用矢量网络分析仪获得各个支路相位随频率的变化曲线；

（3）通过电调移相器和数字移相器调整每个支路的电压，使得每个支路与基准支路相位随频率的变化曲线重合，实现各个支路的相位配平；

电调移相器调整相连接支路电压的过程如下：

（3.1）利用矢量网络分析仪对基准支路相位进行归一化处理，获得每个支路与基准支路最大频率处的相位差φ1以及最小频率处的相位差φ2；

（3.2）计算每个支路φ1与φ2的差值Δφ*；

（3.3）根据相连接支路的Δφ*值，确定电调移相器电压的调整方向和调整值；

（6.1）从电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线中，选取一个固定电压值作为每个电调移相器的基准电压，其对应的相位差为基准相位差Ψ；

选取电压的中间值作为每个电调移相器的基准电压；为每个电调移相器增加分压电阻，通过分压电阻调节电调移相器的电压；

（6.2）根据计算值Δφ*，得到当前需要设置的相位差Ψ+Δφ*；

（6.3）从电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线中，找到当前相位差对应的电压，该电压与基准电压差的绝对值即为电调移相器电压调整值；

（6.4）当Δφ*为正时，电压向增大的方向调整，当Δφ*为负时，电压向减小的方向调整。

2.根据权利要求1所述的基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于：每个支路连接一个电调移相器和一个数字移相器。

3.根据权利要求1所述的基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于：所述步骤（3.3）中，根据电调移相器相位配平补偿范围随电压变化曲线确定电调移相器电压的调整方向和调整值。

4.根据权利要求3所述的基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于：通过试验获得合成带宽下，电调移相器相位配平补偿范围随电压的变化曲线。

5.根据权利要求1所述的基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于：通过数字移相器调整每个支路的电压，使每个支路的起始相位与基准支路的起始相位差的绝对值≤3°。

6.根据权利要求5所述的基于电调移相器色散特性的相位配平方法，其特征在于：数字移相器为6 bit 360°数字移相器。