CN109245553B - 三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了属于电力电子技术领域的一种三级型模块化电力电子变压器交‑交变换级调制方法。该方法首先将子模块分为两组，一组采用CPS‑SPWM输出低频交流，另一组直接输出高频矩形波；定时检测子模块电容电压，根据电压高低交换工作状态以平衡其充放电。利用不同的子模块输出高频矩形波与低频交流，可准确生成矩形波，利于减少桥臂电流，且子模块输出高频矩形波时，开关频率同矩形波基频，可大大降低开关频率，该调制还兼有子模块均压功能。采用本发明的调制方法有利于提高三级型模块化电力电子变压器效率、功率密度，降低其成本与工程化难度。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法。
背景技术
三级型模块化电力电子变压器由输入级模块化AC-AC变换器、高频隔离级DC-DC变换器和输出级DC-AC变换器组成，其中AC-AC变换器的采用减少了电力电子变压器的变换级数，使得三级型模块化电力电子变压器相比目前研究较为广泛的四级型模块化电力电子变压器，具有子模块数、IGBT数和高频变压器少的优点，具有良好的应用前景。然而，模块化AC-AC变换器需要同时输出低频(工频)交流和高频交流/矩形波，现有的能够实现上述功能的调制策略主要有最近电平逼近调制(NLM)和载波移相正弦脉冲宽度调制(CPS-SPWM)：NLM需要数量众多的子模块，适用于高压场合；CPS-SPWM通常需要高于调制波频率8倍以上的载波，导致开关频率过高，器件选择困难、损耗大，且由于矩形调制波含有高频分量，难以通过CPS-SPWM准确还原。针对现阶段电力电子变压器研究较为广泛的中压配电网场合，电力电子变压器子模块数并不太多，故NLM不适用，而CPS-SPWM开关频率高，亦难以胜任，这影响了三级型电力电子变压器的发展与应用。
因此，目前亟需一种新的调制方法，以减少三级型电力电子变压器交-交变换级的开关频率、并实现高频矩形波的准确还原，对提高三级型电力电子变压器效率与功率密度、降低其工程化难度具有重要的意义。
发明内容
针对上述问题，本发明提出了一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、将交-交变换级子模块分为两组，第一组子模块输出低频交流，第二组子模块输出高频矩形波；
步骤2、定时检测各个子模块电容电压，将电压按照由高至低的顺序进行排序，并根据有功功率流向，采用以下方法进行子模块输出切换：
当有功功率由高压侧电网传送至高频隔离级时，将高电压的子模块切换至高频矩形波输出，将低电压的子模块切换至低频交流输出；
当有功功率由高频隔离级传送至高压侧电网时，将低电压的子模块切换至高频矩形波输出，将高电压的子模块切换至低频交流输出；
步骤3、重复步骤2，直至装置闭锁。
输出低频交流的子模块采用CPS-SPWM调制方法，具有低开关频率，输出高频矩形波的子模块采用矩形波调制方法，开关频率同高频矩形波基频。
各子模块电容电压检测时刻早于子模块输出切换时刻，其中子模块输出切换时刻为高频矩形波或SPWM波的上升沿/下降沿，即在上一次上升沿/下降沿后进行子模块电容电压排序，在下一次下降沿/上升沿进行子模块输出切换。
所述高频矩形波还可以由上升沿与下降沿具有阶梯电平的准矩形波代替。
所述子模块在功率开关动作后，保持开关状态不变，在一定延时后允许开关再次动作，延迟时长大于等于功率开关器件允许的最小脉冲时长。
所述CPS-SPWM等效开关频率与高频矩形波基频不等。
本发明的有益效果在于：
本发明提出的一种能降低三级型模块化电力电子变压器交-交变换环节开关频率的调制方法，在该调制方法下，子模块最高开关频率等于高频矩形波基频，平均开关频率远小于高频矩形波基频，同时能够实现高频矩形调制波的准确还原，此外，该调制方法兼有子模块均压功能。本发明能够有效减少三级型模块化电力电子变压器交-交变换环节开关频率，提高三级型模块化电力电子变压器效率、功率密度与寿命，亦有利于降低其成本与工程化难度。
附图说明
附图1为一种三级型电力电子变压器拓扑；
附图2为另一种三级型电力电子变压器拓扑；
附图3为本发明提出的调制方法流程图；
附图4为高压侧三相并网电流波形；
附图5为高频变压器高压侧电流和低压侧电压波形；
附图6为三相桥臂电流波形；
附图7为A相所有子模块的电容电压波形；
附图8为一个子模块的输出电压波形；
附图9为A相所有子模块输出电压的工频与10频率分量幅值；
附图10为A相所有子模块输出电压的FFT(基频50H)波形；
附图11为A相所有子模块的平均开关频率；
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。
本发明采用图1、图2所示的能降低开关频率的三级型模块化电力电子变压器进行交-交变换级开关频率调制,其调制方法如图3所示，包括以下步骤：
步骤1、将交-交变换级子模块分为两组，第一组子模块输出低频交流，第二组子模块输出高频矩形波；
步骤2、定时检测各个子模块电容电压，将电压按照由高至低的顺序进行排序，并根据有功功率流向，采用以下方法进行子模块输出切换：
当有功功率由高压侧电网传送至高频隔离级时，将高电压的子模块切换至高频矩形波输出，将低电压的子模块切换至低频交流输出；
当有功功率由高频隔离级传送至高压侧电网时，将低电压的子模块切换至高频矩形波输出，将高电压的子模块切换至低频交流输出；
步骤3、重复步骤2，直至装置闭锁。
具体的，所述步骤1在收到解锁命令后，将交-交变换级子模块分为两组，第一组子模块输出低频(工频)交流，其子模块数N1应满足交流相电压输出所需的直流电压要求；第二组子模块输出高频矩形波，其子模块数N2应满足高频矩形波电压输出所需的直流电压要求。在功率一定的情况下，矩形波电压对桥臂电流大小有直接、明显的影响，在满足器件载流量要求和效率要求情况下，尽可能低矩形波电压以减少子模块数量。
具体的，所述步骤2在矩形波上升沿和下降沿后检测各个子模块电容电压，将电压按高低排序，在下次矩形波的下降沿和上升沿时，根据有功功率流向，采用以下方法进行子模块输出切换：
当有功功率由高压侧电网传送至高频隔离级时，电压较高的子模块切换至高频矩形波输出，电压较低的子模块切换至低频(工频)交流输出；
当有功功率由高频隔离级传送至高压侧电网时，电压降低的子模块切换至高频矩形波输出，电压较高的子模块切换至低频(工频)交流输出。
该子模块输出切换方法可实现子模块充电与放电的平衡，保持子模块电容电压的稳定，亦可实现子模块均压；
为了防止输出切换造成的窄脉冲，需要在子模块功率开关动作后维持其开关状态不变一定时间，该时间略大于死区时间；用于输出低频(工频)交流的子模块采用CPS-SPWM调制策略，具有较低的开关频率，用于输出高频矩形波的子模块采用矩形波调制策略，开关频率同高频矩形波基频。例如，当SPWM载波频率为fs1,矩形波频率为fh时，每个子模块的平均开关频率为fp1＝(N1×fs1+N2×fh)/(N1+N2)，由于N1通常为N2的5-10倍，且fh通常为fs1的5-10倍，因此fp1通常为fh的18％-33％，而当所有子模块均采用CPS-SPWM的混频调制策略时，若取SPWM载波频率fs2的下限值8×fh，亦等于子模块平均开关频率fp2，可得fp1为fp2的2.25％-4.125％，大大降低了子模块的等效开关频率，亦较大程度降低了子模块的最高开关频率。
子模块输出的高频矩形波可由上升沿与下降沿具有阶梯电平的准矩形波代替，减少电压变化率(du/dt)，降低杂散参数的影响与电磁干扰。
CPS-SPWM的等效开关频率需尽量远离矩形波基频，防止开关次谐波影响矩形波输出质量。
实施例1
本实施例以附图1的三级型电力电子变压器拓扑为例进行案例分析。以三相高压交流10kV,容量1MV·A，隔离级频率10kHz为例，对比所有子模块均采用CPS-SPWM的混频调制方法和本发明所提调制方法的技术指标。
当所有子模块均采用CPS-SPWM的混频调制方法时，综合经济性与效率，选择高压侧子模块电容电压为900V，调制比取0.8左右，因此每相用于输出工频交流的子模块数为11个，工频电流有效值为58A；由于装置容量为三相1MV·A，因此每相容量为333kV·A，高频交流电压幅值拟定为1.8kV,则每相高频电流有效值为262A，对应子模块数为2个。故可得桥臂总电流有效值为268A，可选择400A/1700V IGBT模块，如英飞凌FF400R17ME4。但此时子模块开关频率需大于80kHz，已难以通过硅器件实现。
当采用本发明所提调制方法时，同样，综合经济性与效率，选择高压侧子模块电容电压为900V，调制比取0.8左右，因此每相用于输出工频交流的子模块数为11，工频电流有效值为58A；由于装置容量为三相1MV·A，因此每相容量为333kV·A，高频交流电压幅值拟定为1.8kV，对应子模块数为2，则每相高频电流有平均值为185A，有效值为206A。故可得桥臂总电流有效值为213A，可选择400A/1700V IGBT模块，如英飞凌FF400R17ME4。此时，子模块的最高开关频率等于10kHz，CPS-SPWM载波频率取750Hz，当CPS-SPWM采用双极性调制时，等效开关频率为750×11＝8250Hz，频率距10kHz较近，当CPS-SPWM采用单极倍频调制时，等效开关频率为750×22＝16500Hz，频率与10kHz相距较远，故采用单极倍频调制。根据具体实施案例中所述计算方法可得，子模块的平均开关频率fp＝(10000×2+750×11)/13＝2173Hz。
图4-图11为上述案例采用本发明所提调制方法时的仿真波形，仿真中设置了3μs死区。附图4为高压侧三相并网电流波形，由图4可以看出，高压侧三相电流波形良好，THD小于0.4％；附图5为高频变压器高压侧电流和低压侧电压波形，由图5可以看出，高频变压器原边电流正弦度较好，原边电流超前副边电压，副边功率开关器件零电压开通；附图6为三相桥臂电流波形，由图6可以看出，三相桥臂电流包含低频(工频)分量和高频(10kHz)分量，有效值为223A，与理论计算值213A误差较小；附图7为A相所有子模块的电容电压波形，由图7可以看出，A相13个子模块电容电压一致性较好，由于仿真中没有采用其他均压措施，证明本发明所提调制方法具有均压效果，子模块电容电压纹波系数小于3％(子模块电容2900μF)；附图8为单个子模块输出电压波形，由图8可以看出，单个模块输出在高频矩形波和SPWM波之间不断切换；附图9为A相所有子模块输出电压的工频与10频率分量幅值，由图9可以看出，A相所有子模块输出的工频电压幅值为8185V，10kHz电压幅值为2223V，其中10kHz电压幅值与理论值2291V(1800V矩形波电压的基频幅值)误差较小，造成误差的主要原因是死区；附图10为A相所有子模块输出电压的FFT(基频50H)波形，由图10可以看出，A相所有子模块输出电压主要频率为量为50Hz和10kHz，另还有少量的150Hz和9950Hz分量，这是由于子模块电容电压波动造成的，等效开关频率次谐波由于频率较高，在图10中未能观测得到；附图11为A相13个子模块的平均开关频率，由图11可以看出各个子模块的平均开关频率一致性较好，误差小于100Hz，子模块平均开关频率在2200Hz附近，证明本发明所提方法能够大大降低子模块的开关频率。
通过以上对比可以看出，采用本发明所提调制方法，可大大降低子模块开关频率(降低97.3％)，亦能减少桥臂电流(减小20.5％)，有利于提高三级型模块化电力电子变压器效率、功率密度，降低系统成与工程化难度。
此实施例仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
Claims (6)
1.一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、将交-交变换级子模块分为两组，第一组子模块输出低频交流，第二组子模块输出高频矩形波；
步骤2、定时检测各个子模块电容电压，将电压按照由高至低的顺序进行排序，并根据有功功率流向，采用以下方法进行子模块输出切换：
当有功功率由高压侧电网传送至高频隔离级时，将高电压的子模块切换至高频矩形波输出，将低电压的子模块切换至低频交流输出；
当有功功率由高频隔离级传送至高压侧电网时，将低电压的子模块切换至高频矩形波输出，将高电压的子模块切换至低频交流输出；
步骤3、重复步骤2，直至装置闭锁。
2.根据权利要求1所述的一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，输出低频交流的子模块采用CPS-SPWM调制方法，具有低开关频率，输出高频矩形波的子模块采用矩形波调制方法，开关频率同高频矩形波基频。
3.根据权利要求1所述的一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，各子模块电容电压检测时刻早于子模块输出切换时刻，其中子模块输出切换时刻为高频矩形波或SPWM波的上升沿/下降沿，即在上一次上升沿/下降沿后进行子模块电容电压排序，在下一次下降沿/上升沿进行子模块输出切换。
4.根据权利要求1所述的一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，所述高频矩形波还可以由上升沿与下降沿具有阶梯电平的准矩形波代替。
5.根据权利要求1所述的一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，所述子模块在功率开关动作后，保持开关状态不变，在一定延时后允许开关再次动作，延迟时长大于等于功率开关器件允许的最小脉冲时长。
6.根据权利要求2所述的一种三级型模块化电力电子变压器交-交变换级调制方法，其特征在于，所述CPS-SPWM等效开关频率与高频矩形波基频不等。
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