CN109193695A - 一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，该数字电抗器通过控制逆变器的二次侧电流来改变并联电抗器电感线圈的感性电流，抵消接地电容电流，从而达到动态无功补偿的目的。本发明具有结构简单、响应速度快、跟踪精度高、可实现无级调节等优点，通过使用电流滞环型PWM脉宽调制原理完成动态无功补偿，从而达到了调节电力线无功平衡的作用。本发明用于配电网电能质量的改善。

Description

一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器
技术领域
本发明属于无功补偿与调控技术领域，涉及一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器。
背景技术
在电力系统中，由于电力线电容效应可能引起较大的对地电容电流，这会导致长距离空载线路末端电压超出额定电压、空载切除电路引起操作过电压等问题。为解决上述问题，在电力系统中一般采用电抗器来抵消电力线上的电容效应，从而改善电能质量。然而，在实际应用中，由于系统负载及天气的影响，系统本身的无功容量会发生变化。随着对电力系统的电能质量和配网线损耗要求的不断提高，能够根据系统参数变化和设计需要实时改变参数的可控式电抗器应运而生。
目前，按照调节方式，可控式电抗器主要分为传统机械式可控电抗器、磁控电抗器(MCR)、晶闸管控制电抗器(TCR)、PWM控制电抗器和超导可控电抗器等。传统的机械式可调电抗器具有电感连续可调，结构简单，容易控制，不产生谐波等优势，但其调节精度很差，难以适应电力发展，逐渐被淘汰。磁控电抗器控制简单，能够连续平滑地调节电抗，常用于高压线路中，但磁控电抗器的结构比较复杂，而且响应速度较慢。晶闸管控制电抗器具有结构简单，控制灵活，控制精度较高等优点，常用于低压领域。但需要结合专门的滤波装置使用，因此造价很高。PWM控制电抗器具有精度高、引起谐波含量低等优点，但操作较复杂。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，基于PWM脉宽调制原理，能够根据电力系统的实时运行状况进行动态无功补偿。
本发明提供一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，包括：电抗器、单相逆变器、检测单元、计算控制单元、PWM控制单元和驱动单元；
所述电抗器并入电力系统起到无功平衡作用，电抗器由两个电抗线圈串联而成；
所述单相逆变器与电抗器的一个电抗线圈的二次绕组相连接，用于控制电抗器的电流；
所述检测单元包括用于采集电抗器一次侧两端电压信号的高压分压器，以及用于采集电抗器一次侧电流信号并同时监测单相逆变器的直流侧电容两端电压信号的霍尔电流传感器；
所述计算控制单元与检测单元相连接，包括指令电流计算模块、直流电压计算控制模块和补偿电流计算模块；
所述PWM控制单元与计算控制单元相连接，根据计算控制单元的计算结果输出PWM控制信号；
所述驱动单元与PWM控制单元相连接，根据PWM控制单元输出的PWM信号驱动所述单相逆变器的IGBT的开通与关断。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，所述单相逆变器为单相全桥电压型有源逆变器，包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；
第一晶体管的集电极和第一二极管的负极相接，第一晶体管的发射极和第一二极管的正极相接；第二晶体管的集电极和第二二极管的负极相接，第二晶体管的发射极和第二二极管的正极相接；第三晶体管的集电极和第三二极管的负极相接，第三晶体管的发射极和第三二极管的正极相接；第四晶体管的集电极和第四二极管的负极相接，第四晶体管的发射极和第四二极管的正极相接；
第一晶体管的集电极和第二晶体管的集电极相接，第三晶体管的发射极和第四晶体管的发射极相接，第一晶体管的发射极和第三晶体管的集电极相接，第二晶体管的发射极和第四晶体管的集电极相接；
电抗器的一个电抗线圈的二次绕组的一端与第一晶体管的发射极相接，另一端分别与第三晶体管的集电极和第四晶体管的集电极相接。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，采用型号为FZ400R12KS4的晶体管作为单相逆变器的开关器件。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，运用数字电抗器来实现电力系统无功平衡调节，Us为系统输入电压，Ls为系统在电力线中的等效电感，Cs为电力线电容效应对应的等效电容，LT为并入系统起无功平衡作用的电抗器，电容电流Ic与并联电抗器电流IL方向相反；
LT由电感值分别为0.3LT和0.7LT的两个电抗线圈串联而成，线圈1为额定电感，作用为滤除PWM产生的谐波，线圈2起容量调节作用；线圈2的二次绕组与单相逆变器相连，控制二次绕组的电流可形成±30％电流容量调节，单相逆变器为单相全桥电压型有源逆变器，可根据实际需求调节输出电流，并确保输出电流谐波畸变率小于5％；
为了使电容两端电压U与电源电压Us基本相等，通过控制单相全桥电压型有源逆变器产生感性电流抵消等效电容产生的容性电流，最终达到并联数字电抗器实时补偿电力线对地电容电流的目的；
在运行的整个过程中，若电力线等效电容、等效电感，负载发生变化，会导致系统的无功功率分布再次发生变化，为了提高电压调节的准确性，需要改变并联数字电抗器的电流，可通过改变该有源逆变器输出电流的大小，等效改变电抗器的感性容量，以实现IL≈Ic，使得电容两端电压U与电源电压Us近似相等，从而达到调节目的；
单相逆变器等效为一个电流源，设其电流为I，由于10kv输电线路的等效电感Ls相对负载阻抗较小，当受控电流源起补偿电流作用后，等效电容两端的电压与电源电压近似相等即U≈Us，则有电路方程：
经整理得：
所以LT两端电压U为：
经整理得出I与U的关系：
由上述计算公式可以得知，若要并联数字电抗器系统电力线末端电压U近似等于电源电压Us，可使可控电流源输出电流I满足式，从而达到无功补偿目的。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，所述PWM控制单元以ADC、CPLD和DSP为主芯片。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，所述PWM控制单元和驱动单元之间设有两个具有双输入通道的隔离芯片。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，所述隔离芯片采用ADI公司的ADUM3220芯片。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，所述驱动单元选用瑞士CONCEPT的2SC0435T2A0-17驱动模块。
在本发明的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器中，采用电流滞环比较控制的方式来控制所述单相逆变器交流侧电流的输出。
本发明一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其结构简单、响应速度快、跟踪精度高、可实现无级调节等优点。该数字电抗器通过控制逆变器的二次侧电流来改变并联电抗器电感线圈的感性电流，抵消接地电容电流，从而达到动态无功补偿的目的。本发明具有结构简单、响应速度快、跟踪精度高、可实现无级调节等优点，通过使用电流滞环型PWM脉宽调制原理完成动态无功补偿，从而达到了调节电力线无功平衡的作用。本发明用于配电网电能质量的改善。
附图说明
图1是本发明的一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器的结构图；
图2是现有的10kV电力系统等效电路；
图3是数字电抗器等效电路；
图4是基于电流滞环控制的数字电抗器原理图；
图5是PWM控制单元的硬件结构图；
具体实施方式
如图1所示本发明的一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，包括：电抗器1、单相逆变器2、检测单元3、计算控制单元4、PWM控制单元5和驱动单元6。
所述电抗器1并入电力系统起到无功平衡作用，电抗器1由两个电抗线圈L1和L2串联而成。所述单相逆变器2与电抗器1的一个电抗线圈L2的二次绕组L相连接，用于控制电抗器1的电流。所述检测单元3包括用于采集电抗器1一次侧两端电压信号的高压分压器，以及用于采集电抗器1一次侧电流信号并同时监测单相逆变器2的直流侧电容两端电压信号的霍尔电流传感器。所述计算控制单元4与检测单元3相连接，包括指令电流计算模块43、直流电压计算控制模块41和补偿电流计算模块42。所述PWM控制单元5与计算控制单元4相连接，根据计算控制单元4的计算结果输出PWM控制信号。所述驱动单元6与PWM控制单元5相连接，根据PWM控制单元5输出的PWM信号驱动所述单相逆变器2的IGBT的开通与关断。
所述单相逆变器2为单相全桥电压型有源逆变器，包括第一晶体管VT1、第二晶体管VT2、第三晶体管VT3、第四晶体管VT4、第一二极管VD1、第二二极管VD2、第三二极管VD3和第四二极管VD4。
第一晶体管VT1的集电极和第一二极管VD1的负极相接，第一晶体管VT1的发射极和第一二极管VD1的正极相接；第二晶体管VT2的集电极和第二二极管VD2的负极相接，第二晶体管VT2的发射极和第二二极管VD2的正极相接；第三晶体管VT3的集电极和第三二极管VD3的负极相接，第三晶体管VT3的发射极和第三二极管VD3的正极相接；第四晶体管VT4的集电极和第四二极管VD4的负极相接，第四晶体管VT4的发射极和第四二极管VD4的正极相接。
第一晶体管VT1的集电极和第二晶体管VT2的集电极相接，第三晶体管VT3的发射极和第四晶体管VT4的发射极相接，第一晶体管VT1的发射极和第三晶体管VT3的集电极相接，第二晶体管VT2的发射极和第四晶体管VT4的集电极相接。
电抗器1的一个电抗线圈L2的二次绕组L的一端与第一晶体管VT1的发射极相接，另一端分别与第三晶体管VT3的集电极和第四晶体管VT4的集电极相接。
具体实施时，采用型号为FZ400R12KS4的晶体管作为单相逆变器的开关器件。所述PWM控制单元5以ADC、CPLD和DSP为主芯片。所述PWM控制单元5和驱动单元6之间设有两个具有双输入通道的隔离芯片。所述隔离芯片采用ADI公司的ADUM3220芯片。所述驱动单元6选用瑞士CONCEPT的2SC0435T2A0-17驱动模块。采用电流滞环比较控制的方式来控制所述单相逆变器交流侧电流的输出。
设计原理：如图2所示，由电工学原理，在交流电路中，纯电容电流Ic超前端电压90°，纯电感电流IL则落后端电压90°，因此电抗器中的电流滞后于电容电流180°。如果电感电流和电容电流方向相反，就可以减少甚至完全抵消接地电流。即适当选择参数可使：
运用数字电抗器来实现电力系统无功平衡调节，Us为系统输入电压，Ls为系统在电力线中的等效电感，Cs为电力线电容效应对应的等效电容，LT为并入系统起无功平衡作用的电抗器，电容电流Ic与并联电抗器电流IL方向相反；
LT由电感值分别为0.3LT和0.7LT的两个电抗线圈串联而成，线圈1为额定电感，作用为滤除PWM产生的谐波，线圈2起容量调节作用；线圈2的二次绕组与单相逆变器相连，控制二次绕组的电流可形成±30％电流容量调节，单相逆变器为单相全桥电压型有源逆变器，可根据实际需求调节输出电流，并确保输出电流谐波畸变率小于5％；电抗器的铁心应尽可能保持整体性，以减少噪音。
为了使电容两端电压U与电源电压Us基本相等，通过控制单相全桥电压型有源逆变器产生感性电流抵消等效电容产生的容性电流，最终达到并联数字电抗器实时补偿电力线对地电容电流的目的；
在运行的整个过程中，若电力线等效电容、等效电感，负载发生变化，会导致系统的无功功率分布再次发生变化，为了提高电压调节的准确性，需要改变并联数字电抗器的电流，可通过改变该有源逆变器输出电流的大小，等效改变电抗器的感性容量，以实现IL≈Ic，使得电容两端电压U与电源电压Us近似相等，从而达到调节目的；
单相逆变器等效为一个电流源，设其电流为I，由于10kv输电线路的等效电感Ls相对负载阻抗较小，当受控电流源起补偿电流作用后，等效电容两端的电压与电源电压近似相等即U≈Us，则有电路方程：
经整理得：
所以LT两端电压U为：
经整理得出I与U的关系：
由上述计算公式可以得知，若要并联数字电抗器系统电力线末端电压U近似等于电源电压Us，可使可控电流源输出电流I满足式(6)，从而达到无功补偿目的。
图2为现有的10kV电力系统其简化电路模型，其中，Us为系统电源电压，Ls为系统等效电感，Cs为电力线等效接地电容，Lr为并联电抗器，可以吸收等效电容产生的容性无功功率。电工学原理，在交流电路中，纯电容电流Ic超前端电压90°，纯电感电流IL则落后端电压90°，因此电抗器中的电流滞后于电容电流180°。根据图2，如果电感电流和电容电流方向相反，就可以减少甚至完全抵消接地电流。当图2所示系统满足式(1)时，可使电力线的末端电压近似等于首端电压。所以可以通过控制电抗器的电流来补偿系统中接地电容电流。
图3是数字电抗器等效电路，当可控电流源输出电流I满足式(6)时，并联数字电抗器系统电力线末端电压U近似等于电源电压Us从而达到无功补偿目的。
图4是基于电流滞环控制的数字电抗器原理图。控制过程是把指令电流i1和实际一次侧电流i的偏差i1-i作为带有滞环特性的比较器的输入，通过其输出来控制功率器件VT1、VT2、VT3、VT4的通断。其中VT1、VT4和VT2、VT3分别作为一对进行控制。
本发明通过10kV高压分压器采集电抗器一次侧两端电压信号，通过霍尔电流传感器采集电抗器一次侧电流信号，同时监测逆变器的直流侧电容两端电压信号。然后将系统采集的三路模拟信号输入到计算控制模块，其中计算控制模块包括指令电流计算、直流电压控制和补偿电流计算控制等子模块，经过一系列的计算和比较，输出PWM控制信号，通过隔离芯片输送到驱动模块，来驱动逆变器IGBT的开通与关断。系统运行时，当系统内容性无功过剩而需要增大感性无功时，控制系统中的CPU根据系统的实时状态分析计算出指令电流值，此时应适量增加并联数字电抗器一次侧电流IL使其与指令电流值相等。在CPLD模块中比较产生PWM控制信号经驱动模块使VT1和VT4导通，同时使VT2和VT3关断，逆变器输出交流电流I2，通过互感作用使得IL实际值等于指令电流值。当系统内感性无功过剩时，需要减少系统内的感性无功。控制系统中的CPU根据系统的实时状态分析计算出指令电流值，此时应适量减小电抗器一次侧电流IL使其与指令电流值相等，可通过PWM控制VT2和VT3导通，同时使VT1和VT4关断，逆变器输出交流电流-I2，通过互感作用让IL实际值等于指令电流值。
图5是PWM控制单元的硬件结构图，PWM控制单元是基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器的核心部分，决定着无功补偿电抗器感性电流的补偿性能，主要完成电抗器1一次测电压、电流检测及基波提取、单相逆变器2直流侧电容电压检测、补偿电流跟踪控制、直流侧电压控制等功能。在工业设计中，为了防止外部电路产生短路等故障引起控制板毁坏，需要在PWM控制单元5与外部电路之间做隔离保护，多数情况下采用电磁隔离或光电隔离。考虑到驱动单元6对于输入信号有延迟时间为60ns的要求，因此本发明在PWM控制单元5和驱动单元6之间采用电磁隔离。选用ADI公司ADUM3220隔离芯片，该芯片工作频率可以达到1MHz，满足驱动器的输入要求。此隔离芯片具有两个输入通道，因此只需要2个隔离芯片便可满足主电路4个IGBT对应的4路PWM驱动信号所需的输入通道。本发明选用了型号为FZ400R12KS4的IGBT作为单相逆变器2的开关器件。为了使CPLD输出的PWM能够安全、稳定地驱动单相逆变器2的IGBT的开关，应在CPLD的PWM信号输出引脚与IGBT之间建立一套驱动电路。本设计所选IGBT为全控型开关且开通触发信号为+15V，关断触发信号为-10V。本发明选用瑞士CONCEPT的2SC0435T2A0-17驱动模块作为驱动单元6，该驱动模块具有以下特点：高集成双通道驱动模块；单通道门级驱动电流为±35A,驱动功率为4W；驱动信号为+15V/-10V；可驱动电压等级为1200V或1700V的IGBT模块；具有SCALE-2技术的驱动器。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明的思想，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，包括：电抗器、单相逆变器、检测单元、计算控制单元、PWM控制单元和驱动单元；
所述电抗器并入电力系统起到无功平衡作用，电抗器由两个电抗线圈串联而成；
所述单相逆变器与电抗器的一个电抗线圈的二次绕组相连接，用于控制电抗器的电流；
所述检测单元包括用于采集电抗器一次侧两端电压信号的高压分压器，以及用于采集电抗器一次侧电流信号并同时监测单相逆变器的直流侧电容两端电压信号的霍尔电流传感器；
所述计算控制单元与检测单元相连接，包括指令电流计算模块、直流电压计算控制模块和补偿电流计算模块；
所述PWM控制单元与计算控制单元相连接，根据计算控制单元的计算结果输出PWM控制信号；
所述驱动单元与PWM控制单元相连接，根据PWM控制单元输出的PWM信号驱动所述单相逆变器的IGBT的开通与关断。
2.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，所述单相逆变器为单相全桥电压型有源逆变器，包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；
第一晶体管的集电极和第一二极管的负极相接，第一晶体管的发射极和第一二极管的正极相接；第二晶体管的集电极和第二二极管的负极相接，第二晶体管的发射极和第二二极管的正极相接；第三晶体管的集电极和第三二极管的负极相接，第三晶体管的发射极和第三二极管的正极相接；第四晶体管的集电极和第四二极管的负极相接，第四晶体管的发射极和第四二极管的正极相接；
第一晶体管的集电极和第二晶体管的集电极相接，第三晶体管的发射极和第四晶体管的发射极相接，第一晶体管的发射极和第三晶体管的集电极相接，第二晶体管的发射极和第四晶体管的集电极相接；
电抗器的一个电抗线圈的二次绕组的一端与第一晶体管的发射极相接，另一端分别与第三晶体管的集电极和第四晶体管的集电极相接。
3.如权利要求1或2所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，采用型号为FZ400R12KS4的晶体管作为单相逆变器的开关器件。
4.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，所述PWM控制单元以ADC、CPLD和DSP为主芯片。
5.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，所述PWM控制单元和驱动单元之间设有两个具有双输入通道的隔离芯片。
6.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，所述隔离芯片采用ADI公司的ADUM3220芯片。
7.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于：
所述驱动单元选用瑞士CONCEPT的2SC0435T2A0-17驱动模块。
8.如权利要求1所述的基于脉宽调制的数字式动态无功补偿电抗器，其特征在于，采用电流滞环比较控制的方式来控制所述单相逆变器交流侧电流的输出。
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CN109813997A (zh) * 2019-04-02 2019-05-28 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种可控电流源接地电流全补偿输出电流计算方法及系统

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