CN109189134A - 分区补偿交流稳压器 - Google Patents

Abstract

一种分区补偿交流稳压器，包括补偿式主电路、采样比较单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元，补偿式主电路包括补偿变压器组、晶闸管桥和继电器保护开关。采样比较单元对交流电源电压进行电压采样，输出触发选通控制值，由触发选通控制单元输出触发控制信号且由触发单元控制晶闸管桥中双向晶闸管的通断。所述交流稳压器能够调整输入交流电源电压波动范围电压的分区数量，改变补偿的方式与补偿精度；在实现互锁控制的同时，还由检错判别单元和保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效来启动/停止对晶闸管桥的开路保护，控制触发单元的供电电源，有效地加强了针对工作过程异常的保护力度。

Description

分区补偿交流稳压器

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其是一种分区补偿交流稳压器。

背景技术

现有的补偿式交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是根据输入电压的高低情况，自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。

现有补偿式交流稳压器的不足之处是：采用电机控制碳刷移动来改变向补偿变压器励磁线圈施加不同电压时，碳刷容易磨损，经常出现故障。采用电子开关切换的方式来进行补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，或者调整初级绕组上所加电压时，电子开关的延迟关断容易造成电源短路故障；采用单片机、PLC等的程序方式控制电子开关切换时，程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。

发明内容

为了解决现有补偿式交流稳压器所存在的问题，本发明提供了一种分区补偿交流稳压器，包括补偿式主电路、采样比较单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元。

补偿式主电路包括补偿变压器组、晶闸管桥和继电器保护开关。采样比较单元对交流电源电压进行电压采样，输出触发选通控制值并送至延时保护单元；延时保护单元输出不触发区控制信号和延迟后的触发选通控制值；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置单元和检错判别单元；触发选通配置单元输出触发控制信号；触发单元根据输入的触发控制信号，控制主电路晶闸管桥中晶闸管的通断；检错判别单元输入延迟后的触发选通控制值并判别其是否有效，输出触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效、即依据触发选通控制值判别信号是否有效来启动/停止对晶闸管桥的开路保护，同时依据触发选通控制值是否有效和不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。

采样比较单元包括交流电源电压采样电路和多区间电压比较器电路，交流电源电压采样电路将交流电源电压有效值转换为交流电源电压采样值。

多区间电压比较器电路包括m-1个比较器，将输入电压与m-1个不同的阈值电压进行比较，输出m位比较输出值；m-1个比较器均采用正单电源供电。m-1个不同的阈值电压分别连接至m-1个比较器的反相输入端，输入电压同时连接至m-1个比较器的同相输入端。多区间电压比较器输出的m位比较输出值高电平有效，m位比较输出值中有且只有一位输出值有效。m-1个比较器中，阈值电压最高的比较器直接采用正单电源进行供电，其他比较器均采用可控电源进行供电；比较器采用可控电源供电时，只有在所有阈值电压比其高的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电。比较器采用可控电源供电且可控电源停止向其正电源端进行供电时，输出低电平。m位比较输出值由m-1个比较器的输出值和最低区间判断值组成；当m-1个比较器的输出值全部为低电平时，最低区间判断值为高电平，否则，最低区间判断值为低电平。

通过调整采样比较单元的参数，进一步地，通过调整多区间电压比较器电路的参数实现，能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间。多区间电压比较器电路还包括由上限阈值电位器、下限阈值电位器、多个中间分压电阻组成的多阈值电压输出电路，向m-1个比较器提供m-1个不同的阈值电压。调节上限阈值电位器和下限阈值电位器的参数值，能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，M个电压等级区间与采样比较单元输出的M个有效的M位触发选通控制值一一对应；M位触发选通控制值由m位比较输出值中的低M位组成，即M位触发选通控制值由多区间电压比较器电路中阈值电压最低的M-1个比较器的输出和最低区间判断值组成。M-1个最低的阈值电压分别为分隔M个电压等级区间的交流电源电压值的电压采样值。所述m大于等于3，M大于等于2且小于等于m。

比较器采用可控电源供电时，输出端接有下拉电阻，只有在所有阈值电压比其高的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电。采用或非门实现比较器可控电源供电功能，比较器的正电源端连接至或非门的输出端，或非门的输入端分别连接至所有阈值电压比其高的比较器的输出端。

多区间电压比较器电路中的比较器均优选采用单电源供电的低功耗轨到轨运放。

触发选通控制值为M位二进制值；检错判别单元判别输入的触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效。触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；共有M个触发选通控制值有效。

触发选通控制值控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；由晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态控制选择多个补偿变压器中的1个，或者是0个，或者是多个补偿变压器来进行电压补偿，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态。

触发选通配置单元包括二极管触发配置矩阵；触发选通配置单元依据有效的触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制主电路晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态。

晶闸管桥中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效。所述N大于等于4。

在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置开关可以串联在二极管的阴极端，或者是串联在二极管的阳极端；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个有效的触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线信号有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管导通的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管关断的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为断开状态。

一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，N根触发驱动列线信号一一对应直接作为N个晶闸管的触发控制信号。一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通配置单元还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为N根触发驱动列线的信号，输出为一一对应的N个晶闸管的触发控制信号。

当交流电源电压波动使电压等级区间发生变化，导致触发选通控制值改变，需要切换晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态时，在其先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管桥中的所有晶闸管；维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现。控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效。进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。

延时保护单元中，延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效来启动/停止对晶闸管桥的开路保护的具体方法是，当触发选通控制值无效时，控制断开晶闸管桥的所有上桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下，或者是控制断开晶闸管桥的所有下桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下。晶闸管桥处于开路保护状态下，检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效时，保护驱动单元自动停止晶闸管桥的开路保护状态。

保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效和不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，只有当触发选通控制值有效且不触发区控制信号无效时，控制接通触发单元的供电电源，触发单元正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲；否则，切断触发单元的供电电源，停止发出所有的触发脉冲。

晶闸管桥中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。

本发明的有益效果是：采用仅有一位有效的、不同的触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵实现了对晶闸管桥中晶闸管不同通断组合状态的选通控制，且保证了晶闸管桥的同一全桥电路上下桥臂晶闸管不能同时导通，即实现了同一全桥电路上下桥臂晶闸管的互锁控制；能够调整输入交流电源电压波动范围电压的分区数量，改变补偿的方式与补偿精度；采用对二极管触发配置矩阵进行不同配置来改变触发选通控制值所对应的晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态，以适应不同的分区数量与补偿方式。在此同时，还对采样比较单元出现错误导致输出了无效的触发选通控制值的情况，停止发出触发脉冲且进行晶闸管桥的开路保护，有效地加强了所述交流稳压器针对工作过程异常的保护力度；在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果触发选通控制值恢复有效，则能够自动停止晶闸管桥的开路保护状态并使其重新处于补偿工作状态；未采用单片机、PLC等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压器故障。上述功能使所述交流稳压器的工作更加稳定、可靠。

附图说明

图1为分区补偿交流稳压器的系统组成框图；

图2为补偿式主电路实施例1；

图3为补偿式主电路实施例2；

图4为采样比较单元实施例1；

图5为采样比较单元实施例2；

图6为延时保护单元实施例框图；

图7为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例1；

图8为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例2；

图9为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例3；

图10为不触发区控制信号产生模块实施例；

图11为延时保护单元中部分相关波形示意图；

图12为触发单元中触发双向晶闸管SR1的触发电路实施例；

图13为触发选通配置单元实施例1；

图14为触发选通配置单元实施例2；

图15为检错判别单元实施例1；

图16为检错判别单元实施例2；

图17为保护驱动单元实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

图1为分区补偿交流稳压器的系统组成框图，采样比较单元对交流电源电压进行电压采样，输出触发选通控制值P2；延时保护单元输入触发选通控制值P2，输出延迟后的触发选通控制值P3和不触发区控制信号P4；触发选通配置单元输入延迟后的触发选通控制值P3，输出触发控制信号P5；触发单元根据输入的触发控制信号P5，发出触发信号P6至补偿式主电路，控制晶闸管桥中双向晶闸管的通断；检错判别单元输入延迟后的触发选通控制值P3，输出触发选通控制值判别信号P7；保护驱动单元输入不触发区控制信号P4和触发选通控制值判别信号P7，依据触发选通控制值判别信号P7是否有效来启动/停止对晶闸管桥的开路保护，同时依据触发选通控制值判别信号P7是否有效和不触发区控制信号P4是否有效来控制触发单元的供电电源。

图2为补偿式主电路实施例1，补偿变压器TB1、TB2组成补偿变压器组，6个双向晶闸管SR1-SR6共同组成晶闸管桥，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3，继电器常闭开关KA-5、KA-6组成继电器保护电路。

图2中，补偿变压器TB1、TB2的补偿线圈均串联在相线上，相线输入端为LA1，输出端为LA2。TB1、TB2励磁线圈上的电压由晶闸管桥控制。1个晶闸管全桥电路包括上、下2个晶闸管桥臂，图2中，TB1、TB2励磁线圈的一端并联后连接至SR1与SR2组成的晶闸管全桥电路，TB1、TB2励磁线圈的另一端分别连接至SR3与SR4、SR5与SR6组成的晶闸管全桥电路。设TB2的补偿电压为TB1补偿电压的2倍，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则补偿变压器组最多共有正向TB1、正向TB2、正向TB1+TB2、反向TB1、反向TB2、反向TB1+TB2共6种补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端LA1输入的交流电源电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图2中，N为零线，G11、G12至G61、G62分别为双向晶闸管SR1至SR6的触发信号输入端。

图3为补偿式主电路实施例2，补偿变压器TB1、TB2、TB3组成补偿变压器组，8个双向晶闸管SR1-SR8共同组成晶闸管桥，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3、KA-4，继电器常闭开关KA-4、KA-5、KA-6组成继电器保护电路。

图3中，补偿变压器TB1、TB2、TB3的补偿线圈均串联在相线上，相线输入端为LA1，输出端为LA2。TB1、TB2、TB3励磁线圈上的电压由晶闸管桥控制，TB1、TB2、TB3励磁线圈的一端并联后连接至SR1与SR2组成的晶闸管全桥电路，TB1、TB2、TB3励磁线圈的另一端分别连接至SR3与SR4、SR5与SR6、SR7与SR8组成的晶闸管全桥电路。设TB2的补偿电压为TB1补偿电压的2倍，TB3的补偿电压为TB2补偿电压的2倍，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则补偿变压器组最多共有正向7种，反向7种，共14种补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端LA1输入的交流电源电压能够被最多分成15个电压区间进行补偿控制。图3中，N为零线，G11、G12至G81、G82分别为双向晶闸管SR1至SR8的触发信号输入端。

图2、图3中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图2、图3中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。

将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，采样比较单元对交流电源电压进行电压采样得到交流电源电压采样值，由M个或者M-1个比较器对交流电源电压采样值进行比较，输出M位二进制数构成的触发选通控制值；当交流电源电压处于M个电压等级区间中的一个时，M位触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。M位触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，M位触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。

图4为采样比较单元实施例1，m等于7，针对补偿式主电路实施例1进行补偿控制。交流电源电压采样电路中，从相线LA1和零线N输入的交流电源电压经变压器TV降压后，由二极管DV1-DV4组成的整流桥整流，再经电容CV1滤波和电阻RV1、RV2分压，得到与输入的交流电源电压有效值成正比例关系的交流电源电压采样值U1。

图4的多区间电压比较器电路中，上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL、中间分压电阻RF2-RF6组成分压电路，对电源+VCC1分压后，得到的6个阈值电压UF2-UF7为与分隔7个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的6个中间分隔电压值。6个比较器FA2-FA7实现交流电源电压采样值U1与6个阈值电压UF2-UF7的比较，多区间电压比较器电路的7位比较输出值由6个比较器FA2-FA7的输出Y12-Y17和最低区间判断值Y11组成，将交流电源电压波动区间范围的电压最多分成7个电压等级区间1-7。交流电源电压采样值U1同时送至比较器FA2-FA7的同相输入端；6个阈值电压UF2-UF7被分别送至比较器FA2-FA7的反相输入端。图4中，还可以用其他的精密电源来替换电源+VCC1，分压电路对精密电源进行分压，能使阈值电压更加精确。比较器FA2-FA7均优选采用低功耗单电源供电的轨到轨运放，例如，选择OPA317、AD8517、MCP6291、TLV2450、TLV2451、TLV2460、TLV2461等静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。

图4中，或非门FH2-FH6组成比较器FA2-FA6的可控供电电源，即比较器FA2-FA6的供电电源分别受到输出Y13-Y17的控制；电阻RB2-RB6分别为输出Y12-Y16的下拉电阻，当相应比较器的供电电源为接近0V，其输出为高阻态时，将电平拉为低电平。比较器FA7的供电电源接至电源+VCC1，处于正常工作状态，输出Y17同时控制比较器FA2-FA6的供电电源。例如，当输入的交流电源电压高，处于7个电压等级区间的最高一个电压等级区间7时，Y17输出高电平，或非门FH2-FH6全部输出为低电平，比较器FA2-FA6的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB6分别将输出Y12-Y16拉为低电平。当输入的交流电源电压不在7个电压等级区间的最高一个电压等级区间7时，Y17输出低电平，或非门FH6输出高电平向比较器FA6提供供电电源，此时，如果输入的交流电源电压处于电压等级区间6时，Y16输出高电平，或非门FH2-FH5全部输出为低电平，比较器FA2-FA5的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB5分别将输出Y12-Y15拉为低电平。当输入的交流电源电压低于电压等级区间6时，Y17、Y16均输出低电平，或非门FH6、FH5均输出高电平，分别向比较器FA6、FA5提供供电电源，此时，如果输入的交流电源电压处于电压等级区间5时，Y15输出高电平，或非门FH2-FH4全部输出为低电平，比较器FA2-FA4的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB4分别将输出Y12-Y14拉为低电平。依此类推，当输入的交流电源电压处于电压等级区间4时，Y14输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间3时，Y13输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间2时，Y12输出高电平，其他输出为低电平；只有当输入的交流电源电压处于或者是低于电压等级区间1时，比较器FA2-FA7的输出Y12-Y17全部为低电平，使或非门FH1的输出最低区间判断值Y11为高电平。或非门FH1-FH6选择74HC系列高速CMOS门电路时，例如，选择8输入或非门74HC4078、三路3输入或非门74HC27、四路2输入或非门74HC02等，或者是74HC系列高速CMOS或门加非门实现或非门功能时，由于74HC系列高速CMOS的高电平驱动电流能够达到4mA，足够驱动静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。或非门FH1-FH6的供电电源为电源+VCC1。

设输入的交流电源电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图4采样比较单元实施例1，可以将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间，即M等于7，由7位比较输出值中所包括的Y11-Y17整体组成触发选通控制值P2；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。8V的电压区间约为220V±1.82％，满足输出控制在220V±2％之内的要求；8V的7个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为248V至192V，覆盖了输入电压的实际波动范围。采用图2补偿式主电路实施例1进行补偿，励磁线圈上电压为交流220V时，TB1补偿电压为8V，TB2补偿电压为16V。阈值电压UF2-UF7的选择和交流电源电压采样值U1与交流电源电压之间的比例相关；设交流电源电压采样值U1与交流电源电压之间的比例为0.01，即交流电源电压采样值U1为交流电源电压有效值的1％，输入在242V至198V之间的电压对应的电压采样值范围是2.42V至1.98V；将交流电源电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间时，6个阈值电压UF7-UF2分别为2.40V、2.32V、2.24V、2.16V、2.08V、2.00V，为与分隔7个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的6个中间分隔电压值；6个阈值电压之间的差值相同，均为0.08V；中间分压电阻RF2-RF6选择相同的电阻值，分别调节上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL的电阻值，即可将6个阈值电压UF7-UF2调节至需要的数值。在该例子中，当输入的交流电源电压高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y17有效；此时主电路按照输入的交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围时，Y11输出有效，主电路按照输入的交流电源电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。

设输入的交流电源电压波动范围为220V±10％，只要求将其稳定在220V±4％的范围内输出时，可以减少电压区间的数量，避免频繁进行调节。采用图4采样比较单元实施例1，将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间，即M等于3；其中的1个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；1个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。16V的电压区间大约为220V±3.64％，满足输出控制在220V±4％之内的要求；16V的3个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244V至196V，覆盖了输入电压的实际波动范围。此时采用图2补偿式主电路实施例1的TB2进行补偿，励磁线圈上电压为交流220V时，TB2补偿电压为16V。选择最低区间判断值Y11、比较器FA2-FA3的输出Y12-Y13组成触发选通控制值P2。阈值电压UF2-UF3的选择和交流电源电压采样值U1与交流电源电压之间的比例相关；设交流电源电压采样值U1与交流电源电压之间的比例为0.01，输入在242V至198V之间的电压对应的电压采样值范围是2.42V至1.98V；将交流电源电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间时，2个阈值电压UF3-UF2分别为2.28V、2.12V，为与分隔3个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的2个中间分隔电压值；分别调节上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL的电阻值，即可将2个阈值电压UF3-UF2调节至需要的数值。此时，比较器FA4-FA7同时工作，但FA4-FA7的阈值电压分别为2.44V、2.60V、2.76V、2.92V，只有输入的交流电源电压超过244V时，比较器FA4-FA7中才能够输出有效的高电平；由于输入的交流电源电压在242V至198V之间，因此，比较器FA4-FA7的输出中Y14-Y17中不可能输出有效的高电平，由7位比较输出值中所包括的Y11-Y13组成触发选通控制值P2。

由于补偿式主电路实施例1的补偿方式自动具有施密特特性，比较器FA2至比较器FA7没有组成施密特比较器。图4输出的触发选通控制值高电平有效；在比较器FA2-FA7的输出端均增加一级反相器，同时或非门FH1改为或门，则输出的触发选通控制值变为低电平有效。

图4的实施例1也可以针对补偿式主电路实施例2进行，此时，需要将交流电源电压波动区间范围的电压分成更多的电压等级区间。例如，将交流电源电压波动区间范围的电压分成15个电压等级区间时，图4的电路应该扩展至14个比较器，与14个大小不同的阈值电压进行比较；输出的触发选通控制值P2将由15位，例如，Y11-Y115组成。

图5为采样比较单元实施例2，m等于10，用于针对补偿式主电路实施例2进行补偿控制。图5中，FD1为真有效值检测器件LTC1966，LTC1966与变压器TV1、电容CV2、电容CV3构成交流电源电压采样电路，对从相线LA1和零线N输入的交流电源电压进行测量，得到交流电源电压采样值U2。LTC1966的UIN1、UIN2为交流电压差分输入端，USS为可以接地的负电源输入端，UDD为正电源输入端，GND为地端，EN为低电平有效的使能控制输入端，UOUT为电压输出端，COM为输出电压返回端。

图5中，FD2、RD1、RD2组成多区间电压比较器电路；FD2为10级比较显示驱动器LM3914，内部含10个1kΩ精密电阻串联起来的内分压器电路，形成10个比较阈值电压并分别连接至内部10个比较器的正输入端，将交流电源电压波动区间范围的电压最多分成10个电压等级区间1-10。6脚为内分压器电路高端，经上限阈值电位器RD1连接至电源+VCC1；4脚为内分压器电路低端，经下限阈值电位器RD2连接至地；8脚为内部标准电源低端，连接至地；2脚为负电源端，连接至地；3脚为正电源端，连接至电源+VCC1；5脚为信号输入端，连接至交流电源电压采样值U2，内部连接至10个比较器的负输入端；10-18脚、1脚输出的信号Y110至Y11为与10个比较器的输出结果，其中Y110比较阈值电压最高，依次降低，Y11比较阈值电压最低；Y1至Y110均低电平有效，组成10位低电平有效的比较输出值；9脚的模式控制端悬空，实现Y11至Y110的点状输出，即Y11至Y110中只有单个低电平输出有效；当输入的交流电源电压处于电压等级区间10时，Y110输出低电平，其他输出为高电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间9时，Y19输出低电平，其他输出为高电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间5时，Y15输出低电平，其他输出高为电平；当输入的交流电源电压处于电压等级区间1时，Y11输出低电平，其他输出高为电平。

设输入的交流电源电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图5的采样比较单元实施例2，将输入在242V至176V之间的电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，即M等于10，由10位比较输出值中所包括的Y11-Y110整体组成触发选通控制值P2；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7V的电压区间为220V±1.6％，满足输出控制在220V±2％之内的要求，7V的10个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244.5V至174.5V，覆盖了电压波动的实际范围。采用图3补偿式主电路实施例2进行补偿，此时励磁线圈上电压为交流220V时，TB1补偿电压为7V，TB2补偿电压为14V，TB3补偿电压为28V。阈值电压的选择和交流电源电压采样值U2与交流电源电压之间的比例相关；设交流电源电压采样值U2与交流电源电压之间的比例为0.005，即交流电源电压采样值U2为交流电源电压有效值的0.5％，输入在242V至176V之间的电压对应的电压采样值范围是1.21V至0.88V；交流电源电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间时，10个阈值电压分别为1.1875V、1.1525V、1.1175V、1.0825V、1.0475V、1.0125V、0.9775V、0.9425V、0.9075V、0.8725V，分别与将244.5V至174.5V范围电压区分为10个电压等级区间下限值的电压采样值对应；内分压器电路高端的电压接至最高比较器正输入端，故6脚电压为1.1875V。根据内部标准电源输出VREF(1.2V或者1.25V)的大小，以及内部10个精密电阻的大小，通过调节上限阈值电位器RD1和下限阈值电位器RD2的电阻值大小，可以得到10个阈值电压。如果要求提高电压补偿的精度或者是输入电压的波动范围更大，要求图5的采样比较单元实施例2将电压等级区分为更多的电压等级区间时，例如，需要将交流电源电压波动区间范围的电压分成15个电压等级区间时，可采用2片LM3914实现，将2片LM3914中的内分压器电路串联，形成20个比较阈值电压，构成20级比较器电路；选择其中的15级比较输出，输出的触发选通控制值P2将由15位，例如，Y11-Y115组成。

图5的采样比较单元实施例2中，当输入的交流电源电压高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y110有效，主电路按照交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。

图5中使用了LM3914内部10个比较器中的10个比较器，将交流电源电压比较区分为10个电压等级区间。可以只采用LM3914内部10个比较器中的9个比较器，将交流电源电压比较区分为10个电压等级区间；9个比较器的比较阈值电压为与分隔10个电压等级区间的交流电源电压值相对应的电压采样值的9个中间分隔电压值；例如，各比较器的比较阈值电压不改变，不用图5中LM3914的1脚输出作为Y11，Y11选择由触发选通控制值中的Y12-Y110控制产生，即Y12-Y110全部无效时，使Y11有效，否则，使Y11无效；此时，当输入的交流电源电压处于或者高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为Y110有效，主电路按照交流电源电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿；当输入的交流电源电压处于或者低于最小电压等级区间范围时，均为Y11输出有效，主电路按照输入的交流电源电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。

设输入的交流电源电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出，稳压精度要求降低，此时可以减少电压区间的数量，避免频繁进行调节。采用图5的采样比较单元实施例2，将输入在253V至187V之间的电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间，即M等于5；其中的2个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；2个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。14V的电压区间小于220V±3.2％，满足输出控制在220V±3.5％之内的要求，14V的5个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为255V至185V，覆盖了电压波动的实际范围。采用图3补偿式主电路实施例2中的TB2、TB3进行补偿，励磁线圈上电压为交流220V时，TB2补偿电压为14V，TB3补偿电压为28V。交流电源电压采样值U2为交流电源电压有效值的0.5％，输入在253V至187V之间的电压对应的电压采样值范围是1.265V至0.935V；交流电源电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间时，5个阈值电压分别为1.205V、1.135V、1.065V、0.995V、0.925V，分别为5个电压等级区间的交流电源电压值下限值相对应的电压采样值；调节上限阈值电位器RD1和下限阈值电位器RD2的电阻值大小，使LM3914内部5个阈值电压较低的比较器的阈值电压为该5个阈值电压，15-18脚、1脚输出的信号Y15至Y1为该5个比较器的输出结果，其中Y15比较阈值电压最高，依次降低，Y11比较阈值电压最低；10位比较输出值均低电平有效，由10位比较输出值中所包括的Y11-Y15组成触发选通控制值P2。此时，输出为Y16至Y110比较器的比较阈值大于等于为1.275V，对应的交流电源电压值为255V，超出实际的输入电压范围，因此，图5中的Y16至Y110不可能输出有效的低电平。

图5的采样比较单元实施例2也可以针对补偿式主电路实施例1进行补偿控制，此时只需将输入的交流电源电压波动区间范围的电压区分为不超过7个电压等级区间，即选择其中不超过7级的比较输出即可。

除图4或者图5的采样比较单元实施例外，针对补偿式主电路实施例1或者是实施例2进行补偿控制时，还可以选择其他的交流电源电压采样电路和比较电路，实现要求的功能。图4交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值U1，可以送至图5的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值；图5交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值U2，可以送至图4的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值。

图6为延时保护单元实施例框图，其中，延时检测模块YC1分别对包括M位触发选通控制值Y11-Y1M的输入信号Y11-Y1m进行信号延迟得到延迟后的信号Y21-Y2m，其中的Y21-Y2M组成延迟后的触发选通控制值P3；YC1模块同时分别对输入信号Y11-Y1m进行边沿检测得到边沿检测信号Y31-Y3m；不触发区控制信号产生模块YC2输入边沿检测信号Y31-Y3m，将M位触发选通控制值Y11-Y1M中的边沿变化转换为不触发区控制信号P4输出。图6的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图4中采样比较单元实施例1输出的触发选通控制值时，m等于7；图6的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图5中采样比较单元实施例2输出的触发选通控制值时，m等于10。

图7为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例1。电阻RY0、电容CY0、驱动门FY0实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，反相器FY1的输出信号YP1中，在Y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，反相器FY3的输出信号YP2中，在Y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY4实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY4输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图7中，驱动门FY0、反相器FY1、反相器FY3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；驱动门FY0可由2个带施密特输入的反相器组成。

图8为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例2。反相器FY5、电阻RY3、电容CY3对输入信号Y11进行反相和延迟，得到Y11经延迟的反相信号YP0；反相器FY6再将YP0反相，得到Y11经延迟后的信号Y21。与非门FY7输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP1中产生与Y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门FY8输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP2中产生与Y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY9实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY9输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图8中，反相器FY6、与非门FY7、或门FY8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；与非门选择74HC132、CD4093等等；或门选择74HC7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。

图9为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，和由电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，以及利用与非门FY4输出边沿检测信号Y31的电路与图7的实施例1相同。图9中，由反相器FY11、FY12、FY13、FY14实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。

图7、图8、图9的实施例1-3均为针对输入信号Y11的延时检测电路，针对其他信号Y12-Y1m的延时检测电路，与相应实施例中针对输入信号Y11进行延时检测的电路结构与功能一样。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。

不触发区控制信号产生模块的功能是，当输入的针对触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图10为不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有m个输入的或非门FY10、m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm的电路实现相应的功能，m位边沿检测信号Y31-Y3m分别经边沿检测信号选通开关z1-zm连接至或非门FY10的m个输入端，下拉电阻RZ1-RZm用于当某个z1-zm开路时，将相应的或非门FY10输入信号下拉为低电平；或非门FY10输出为不触发区控制信号P4。图10实施例中，不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；将或非门FY10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号Y31-Y3M中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图10中的或非门FY10应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。

采样比较单元输出的m位比较输出值全部送至了延时保护单元的m位输入端；m个边沿检测信号选通开关z1-zm用于将m位比较输出值中的M位触发选通控制值连接至或非门FY10的输入端，将M小于m时，多余的输入信号不连接至或非门FY10的输入端；例如，m等于7，M也等于7时，边沿检测信号选通开关z1-z7全部接通；m等于7，M等于3时，边沿检测信号选通开关z1-z3接通，z4-z7断开，下拉电阻RZ4-RZ7将开关z4-z7后面的或非门FY10输入端信号下拉为低电平，此时，不触发区控制信号由Y11-Y13中的边沿变化所产生。采样比较单元的实施例1和实施例2中，当M小于m时，除了M位触发选通控制值之外的m位数据中的其他数据不会发生变化，例如，采样比较单元实施例1中M等于3时，其余的4位输出为不变的低电平，不会产生边沿检测信号；采样比较单元实施例2中M等于5时，其余的5位输出为不变的高电平，不会产生边沿检测信号；因此，当M小于m时，即使将m位边沿检测信号Y31-Y3m全部连接至或非门FY10的输入端，m位比较输出值中除M位触发选通控制值之外的信号不会使不触发区控制信号中输出单脉冲；因此，采用采样比较单元实施例1或者实施例2输出m位比较输出值时，图10中的m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm可以不用，将m位边沿检测信号Y31-Y3m直接全部连接至或非门FY10的输入端。

延时保护单元中的所有门电路均采用单电源+VCC1供电。图11为延时保护单元中部分相关波形示意图。从采样比较单元的原理及要求可知，其输出的触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图11中，触发选通控制值中的Y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，Y21是Y11延迟T1时间后的触发选通控制值；在图7的延时检测电路实施例1中，T1由电阻RY0与电容CY0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图8的延时检测电路实施例2中，T1由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例3中，T1由反相器FY11、FY12、FY13、FY14本身的门延迟时间大小决定。图11中，信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲宽度为T2；在图7的延时检测电路实施例1和图9的延时检测电路实施例3中，T2由电阻RY1与电容CY1的乘积大小决定；在图8的延时检测电路实施例2中，T2由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图11中，信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲宽度为T3；在图7的延时检测电路实施例1和图9的延时检测电路实施例3中，T3由电阻RY2与电容CY2的乘积大小决定；在图8的延时检测电路实施例2中，T3由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图11中，边沿检测信号Y31中的2个正脉冲分别与信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲和信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图11触发选通控制值中的Y11发生上升沿改变时，触发选通控制值中的Y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32相应产生一个正脉冲；设当Y11发生下降沿改变时，触发选通控制值中的Y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，Y11、Y12之外的其他包括触发选通控制值信号在内的比较输出值信号没有发生变化，相应的边沿检测信号均为低电平，图11中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定T2、T3的电阻、电容值的差异所造成。图11中，Y31中的第1个正脉冲比Y32中的第1个正脉冲宽，Y31中的第2个正脉冲比Y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号P4中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号Y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号P4中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号Y32中的第2个正脉冲宽度一致。

在图7延时保护单元的延时检测电路实施例1中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY1、FY4以及图10中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY3、FY4以及图10中FY10的延迟时间之和；由电阻RY0与电容CY0的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间T1的选择范围是ms数量级，显然，大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，T1实际上包括电阻RY0与电容CY0所造成的滞后时间，以及门电路FY0的延迟时间之和。图7实施例1中，在选择参数时，要使T2的值和T3的值均大于T1的值，使触发选通控制值信号延迟改变的时刻满足早于触发选通控制值发生改变后输出的不触发区控制信号单脉冲后沿时刻的要求。

在图8的延时保护单元中延时检测电路实施例2中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY7、FY9以及图10中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY8、FY9以及图10中FY10的延迟时间之和；T1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间T1大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图8的延时检测电路实施例2中，触发选通控制值信号延迟改变的时刻与触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号YP0改变的影响；触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号YP0改变后再经门电路FY6的延迟；触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号YP0改变后再经门电路FY7、FY9和图10中FY10的延迟时间之和，或者是信号YP0改变后再经门电路FY8、FY9和图10中FY10的延迟时间之和；显然，此时触发选通控制值信号延迟改变的时刻比触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

图12为触发单元中触发图2补偿式主电路实施例1，或者是触发图3补偿式主电路实施例2中双向晶闸管SR1的触发电路实施例，由交流触发光耦UG1、电阻RG1、电阻RG2组成，触发控制信号P51低电平有效。交流触发光耦UG1可以选择MOC3022、MOC3023、MOC3052、MOC3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+VCCK为受保护驱动单元控制的受控电源。触发图2补偿式主电路实施例1中双向晶闸管SR2-SR6，或者是触发图3补偿式主电路实施例2中双向晶闸管SR2-SR8的触发电路与触发双向晶闸管SR1的电路结构一样。图12的交流触发光耦UG1从G11、G12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号P6。

图13为触发选通配置单元的实施例1，用于实现触发选通控制值高电平有效且m等于7，即M不超过7，触发控制信号低电平有效且N等于6时的触发选通配置。图13中，42个二极管D11-D76、42个配置开关K11-K76、7根触发控制行线Y21-Y27、6根触发驱动列线VK1-VK6组成二极管触发配置矩阵，电阻RS1-RS6、三极管VS1-VS6组成触发控制信号P51-P56的驱动电路，最多可由P51-P56组成触发控制信号P5，控制6个晶闸管。在7根触发控制行线Y21-Y27和6根触发驱动列线VK1-VK6的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

将图13的触发选通配置单元实施例1用于针对图2补偿式主电路实施例1进行补偿控制；设交流电源电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，触发选通控制值为7位的Y21-Y27，选择图13中的7根触发控制行线Y21-Y27全部为触发选通控制行线。表1为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对7位的触发选通控制值Y21-Y27分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y27的分别有效与电压等级区间1-7对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式主电路实施例1中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。表1中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表1中共有21个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K14、K16导通，使二极管D11、D14、D16导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS4、VS6导通使P51、P54、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR3、SR5，使TB1、TB2均进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K21、K23、K26导通，使二极管D21、D23、D26导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS6导通使P51、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5，仅使TB2进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K41、K43、K45导通，使二极管D41、D43、D45导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS5导通使P51、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6，实现0电压补偿，即TB1、TB2均不进行补偿；输入电压为电压等级5、即Y25有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K53、K56导通，使二极管D52、D53、D56导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS2、VS3、VS6导通使P52、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR4、SR5，仅使TB1进行反向补偿；输入电压为电压等级7、即Y27有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K72、K73、K75导通，使二极管D72、D73、D75导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS2、VS3、VS5导通使P52、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR4、SR6，TB1、TB2均进行反向补偿；等等。

表1

将图13的触发选通配置单元实施例1用于针对图2补偿式主电路实施例1进行补偿控制，交流电源电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±4％的范围内输出；此时，触发选通控制值为3位的Y21-Y23，选择图13中的3根触发控制行线Y21-Y23为触发选通控制行线。表2为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对3位的触发选通控制值Y21-Y23分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y23的分别有效与电压等级区间1-3对应。

表2

表2中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表2中共有9个配置开关需要配置为导通状态。例如，输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K16导通，使二极管D11、D13、D16导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS6导通使P51、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5，使TB2进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K21、K23、K25导通，使二极管D21、D23、D25导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS5导通使P51、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6，实现0电压补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K32、K34、K35导通，使二极管D32、D34、D35导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK5为高电平分别控制三极管VS2、VS4、VS5导通使P52、P54、P55有效去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR3、SR6，使TB2进行反向补偿。

图14为触发选通配置单元的实施例2，用于实现触发选通控制值低电平有效且m等于10，即M不超过10，触发控制信号低电平有效且8，即N等于8的补偿控制时的触发选通配置。图14中，80个二极管D01-D98、80个配置开关K01-K98、10根触发控制行线Y21-Y210、8根触发驱动列线VK1-VK8组成二极管触发配置矩阵，由二极管触发配置矩阵的8根触发驱动列线VK1-VK8直接输出低电平有效的触发控制信号P51-P58。在10根触发控制行线Y21-Y210和8根触发驱动列线VK1-VK8的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上。图14的触发选通配置单元实施例2与图13的触发选通配置单元实施例1的主要区别在于触发选通控制值低电平有效，以及由触发选通控制值的低电平有效通过配置导通的二极管，直接作为多个交流触发光耦的输入端发光二极管的驱动源，没有触发控制信号驱动电路。

将图14的触发选通配置单元实施例2用于针对图3补偿式主电路实施例2进行补偿控制；设交流电源电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，触发选通控制值为10位的Y21-Y210，选择图14中的10根触发控制行线Y21-Y210全部为触发选通控制行线。表3为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对10位的触发选通控制值Y21-Y210分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y210的分别有效与电压等级区间1-10对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。表3中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表3中共有40个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，输入电压为电压等级7、即Y27有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K71、K73、K75、K77导通，使二极管D71、D73、D75、D77导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8，实现0电压补偿，即TB1、TB2、TB3均不进行补偿；输入电压为电压等级8、即Y28有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K82、K83、K86、K88导通，使二极管D82、D83、D86、D88导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK6、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR6、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR4、SR5、SR7，使TB1进行反向补偿；输入电压为电压等级9、即Y29有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K92、K94、K95、K98导通，使二极管D92、D94、D95、D98导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR3、SR6、SR7，使TB2进行反向补偿；输入电压为电压等级10、即Y210有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K02、K03、K05、K08导通，使二极管D02、D03、D05、D08导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR4、SR6、SR7，使TB1、TB2同时进行反向补偿；输入电压为电压等级6、即Y26有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K61、K64、K65、K67导通，使二极管D61、D64、D65、D67导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR3、SR6、SR8，使TB1进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K41、K44、K46、K47导通，使二极管D41、D44、D46、D47导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR3、SR5、SR8，使TB1、TB2同时进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K16、K18导通，使二极管D11、D13、D16、D18导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5、SR7，使TB2、TB3同时进行正向补偿；等等。

表3

将图14的触发选通配置单元实施例2用于针对图3补偿式主电路实施例2进行补偿控制；设交流电源电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出；此时，触发选通控制值为5位的Y21-Y25，选择图14中的5根触发控制行线Y21-Y25为触发选通控制行线。表4为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对5位的触发选通控制值Y21-Y25分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y25的分别有效与电压等级区间1-5对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。表4中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表4中共有20个配置开关需要配置为导通状态。例如，输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K31、K33、K35、K37导通，使二极管D31、D33、D35、D37导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8，实现0电压补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K21、K23、K26、K27导通，使二极管D21、D23、D26、D27导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5、SR8，使TB2进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K15、K18导通，使二极管D11、D13、D15、D18导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR7，使TB3进行正向补偿；输入电压为电压等级5、即Y25有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K54、K56、K57导通，使二极管D52、D54、D56、D57导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR8，使TB2进行反向补偿；等等。

表4

图14的触发选通配置单元的实施例2用于针对图3补偿式主电路实施例2进行补偿控制时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动四个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要40mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要20mA的驱动电流。图14的触发选通配置单元的实施例2也可以用于针对图2补偿式主电路实施例1进行补偿控制，此时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动三个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要30mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要15mA的驱动电流。

图13的触发选通配置单元的实施例1也可以用于针对图3自耦补偿式主电路实施例2进行补偿控制，此时，需要增加触发控制行线数量和触发驱动列线数量。图13、图14扩展时，二极管触发配置矩阵在触发控制行线与触发驱动列线的所有交叉处均需要设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路。

检错判别单元的功能是当判断出触发选通控制值的M位中有且只有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号P7有效，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效；即触发选通控制值的M位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号P7无效。

图15为检错判别单元实施例1，输入为Y21-Y27，针对高电平有效的、m为7，即最多为7位的触发选通控制值P3进行判别；输出的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，低电平无效；即输出P7为1，表示触发选通控制值有效；输出P7为0，表示触发选通控制值无效。图15中，FD3为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，7位触发选通控制值Y21-Y27分别经选通开关k1-k7连接至7位地址输入A0-A6，触发选通控制值判别信号P7从数据输出端D0输出；下拉电阻RX1-RX7用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号下拉为低电平。表5为检错判别单元实施例1的逻辑真值表，也是图15中ROM存储器的存储单元内容数据表。

图15中ROM存储器存储单元的内容按照表5的数据写入。如果输入的触发选通控制值P3为7位，即M等于7，则将图15中的选通开关k1-k7全部闭合，7位触发选通控制值Y21-Y27全部实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6。表5中，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图15中，如果输入的触发选通控制值P3为3位，即M等于3，则将图15中的选通开关k1-k3闭合，k4-k7断开；3位触发选通控制值Y21-Y23实际输入至ROM存储器的3位地址输入A0-A2，ROM存储器的另外4位地址输入A3-A6由下拉电阻下拉为0；此时，表5中的第4-7行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的3位Y21-Y23中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

表5

图15中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7低电平有效，高电平无效，则将表5中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

图16为检错判别单元实施例2，输入为Y21-Y210，针对低电平有效的、m为10，即最多为10位的触发选通控制值P3进行判别；输出的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，低电平无效；即输出P7为1，表示触发选通控制值有效；输出P7为0，表示触发选通控制值无效。图16中，FD4为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，10位触发选通控制值Y21-Y210分别经选通开关j1-j10连接至10位地址输入A0-A9，触发选通控制值判别信号P7从数据输出端D0输出；上拉电阻RJ1-RJ10用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号上拉为高电平。表6为检错判别单元实施例2的逻辑真值表，也是图16中ROM存储器的存储单元内容数据表。

图16中ROM存储器存储单元的内容按照表6的数据写入。如果输入的触发选通控制值P3为10位，即M等于10，则将图16中的选通开关j1-j10全部闭合，10位触发选通控制值Y21-Y210全部实际输入至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。表6中，只有触发选通控制值的10位Y21-Y210中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7为无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图16中，如果输入的触发选通控制值P3为9位，即M等于9，则将图16中的选通开关k1-k9闭合，k10断开；9位触发选通控制值Y21-Y29实际输入至ROM存储器的9位地址输入A0-A8，ROM存储器的另外1位地址输入A9由上拉电阻上拉为1；此时，表6中的第10行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的9位Y21-Y29中有且只有一位有效的0时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图16中，如果输入的触发选通控制值P3为7位，即M等于7，则将图15中的选通开关j1-j7闭合，j8-j10断开；7位触发选通控制值Y21-Y27实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6，ROM存储器的另外3位地址输入A7-A9由上拉电阻上拉为0；此时，表6中的第8-10行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位有效的0时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图16中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7低电平有效，高电平无效，则将表6中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

表6

在采样比较单元的实施例1和实施例2中，当M小于m时，采样比较单元送至延时保护单元的信号除M位触发选通控制值外，所包括m-M位的其他比较输出值的状态及其延迟后的状态与M位触发选通控制值中无效位的状态相同，不会影响对M位触发选通控制值是否有效的判别；因此此时，图15中的选通开关k1-k7和下拉电阻RX1-RX7可以不使用，直接将7位比较输出值Y21-Y27连接至ROM存储器的7位地址输入A0-A6；图16中的选通开关j1-j10和上拉电阻RJ1-RJ10可以不使用，直接将10位比较输出值Y21-Y210连接至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。

检错判别单元的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表5、表检错判别单元的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表5、表6为逻辑真值表，可以用与、或、非逻辑门来组合实现所述功能。检错判别单元中的ROM存储器，或者是采用逻辑门实现功能时，均采用单电源+VCC1供电。

图17为保护驱动单元实施例，设输入的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，即P7为1表示触发选通控制值有效；P7低电平无效，即P7为0表示触发选通控制值无效。设输入的不触发区控制信号P4低电平有效，即当P4等于0时，表明交流电源电压存在波动，使触发选通控制值产生了变化，需要进行晶闸管桥中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式；在切换过程中，为避免晶闸管桥中上下桥臂切换时，因为双向晶闸管延迟关断的因素造成电源短路，在不触发区控制信号有效期间，即实施例的P4等于0时，关断晶闸管桥中所有双向晶闸管。

图17中，三极管VT、继电器线圈KA、续流二极管VD、电阻RK1组成保护控制电路，三极管VK1、三极管VK2、电阻RK2、电阻RK3、与门FY21组成触发单元受控电源控制电路，与门FY21采用单电源+VCC1供电。+VCC2为继电器线圈的供电电源和触发单元中受控电源+VCCK的源电源。当输入的触发选通控制值判别信号P7为低电平，即触发选通控制值无效时，与门FY21输出低电平，三极管VK1、VK2截止，受控电源+VCCK失电，触发单元没有供电电源，不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲；P7为低电平同时控制三极管VT截止，继电器线圈KA失电，使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3断开，或者是使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3、KA-4断开，实现对晶闸管桥的开路保护；控制使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常闭开关KA-5、KA-6闭合，使施加在TB1、TB2励磁线圈上的电压为0，或者是控制使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常闭开关KA-5、KA-6、KA-7闭合，使施加在TB1、TB2、TB3励磁线圈上的电压为0。当采样比较单元出现故障导致触发选通控制值无效，或者是输入的交流电源电压低于最小电压等级区间范围，导致输出的触发选通控制值无效时，无论输入的不触发区控制信号P4是否有效，保护驱动单元都切断触发单元的供电电源，停止发出所有双向晶闸管的触发脉冲，同时控制断开晶闸管桥的所有桥臂，实现对晶闸管桥的开路保护。当输入的触发选通控制值判别信号P7为高电平，即触发选通控制值有效时，控制三极管VT导通，继电器线圈KA得电，使图2补偿式主电路实施例1中的继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3闭合，继电器常闭开关KA-5、KA-6断开，或者是使图3补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3、KA-4闭合，继电器常闭开关KA-5、KA-6、KA-7断开，晶闸管桥处于补偿工作状态。当触发选通控制值有效，即P7为1，且不触发区控制信号有效，即P4等于0时，与门FY21输出低电平，三极管VK1、VK2截止，受控电源+VCCK失电，触发单元不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲，关断晶闸管桥中所有双向晶闸管，表明此时交流电源电压存在波动，使触发选通控制值产生了变化，需要进行电子开关的切换，改变补偿方式。当触发选通控制值有效，即P7为1，且不触发区控制信号无效，即P4等于1时，与门FY21输出高电平，三极管VK1、VK2均导通，受控电源+VCCK得电，触发单元正常工作，由触发选通配置单元依据有效的、与某个电压等级区间对应的触发选通控制值选择相应的触发控制信号有效，使触发单元发出触发脉冲，控制晶闸管桥中双向晶闸管的通断状态，主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

当检错判别单元判断输入的触发选通控制值无效，保护驱动单元发出保护控制信号至主电路，使晶闸管桥处于开路保护状态时，交流稳压器不对输入电压进行补偿，稳压器输出的电压即为输入的交流电源电压。在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号，则保护驱动单元自动停止晶闸管桥的开路保护状态，晶闸管桥重新处于补偿工作状态。

从以上的实施例及其工作过程可知，输入为有效的触发选通控制值时，触发选通配置单元保证了同一全桥电路上下桥臂双向晶闸管不同时导通，即实现了同一全桥电路上下桥臂双向晶闸管互锁控制；而触发选通控制值无效时，保护驱动单元在迅速切断触发单元的供电电源、避免双向晶闸管错误导通造成短路的基础上，同时断开晶闸管桥的所有桥臂，使晶闸管桥处于开路保护状态。在晶闸管桥处于开路保护状态时，如果检错判别单元判断交流稳压器重新进入正常的逻辑控制状态，即检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号时，则保护驱动单元能够自动停止晶闸管桥的开路保护状态并使其重新处于补偿工作状态。上述功能有效地加强了交流稳压器针对工作过程异常的保护力度，使所述分区补偿交流稳压器的工作更加可靠。

除说明书所述的技术特征外，分区补偿交流稳压器的其他技术均为本领域技术人员所掌握的常规技术。

Claims (10)

1.一种分区补偿交流稳压器，其特征在于：

包括补偿式主电路、采样比较单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元；

补偿式主电路包括补偿变压器组、晶闸管桥和继电器保护开关；

采样比较单元对交流电源电压进行电压采样，输出触发选通控制值并送至延时保护单元；延时保护单元输出不触发区控制信号和延迟后的触发选通控制值；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置单元和检错判别单元；触发选通配置单元输出触发控制信号；触发单元根据输入的触发控制信号，控制主电路晶闸管桥中晶闸管的通断；检错判别单元判别输入的触发选通控制值是否有效；保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效来停止/启动对晶闸管桥的开路保护，同时依据触发选通控制值是否有效和不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。

2.根据权利要求1所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：所述采样比较单元包括m-1个比较器、上限阈值电位器、下限阈值电位器；调节上限阈值电位器和下限阈值电位器能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，输出M位触发选通控制值；M个电压等级区间与M个触发选通控制值一一对应；所述m大于等于3，所述M小于等于m。

3.根据权利要求2所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：检错判别单元判别输入的触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效。

4.根据权利要求3所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：每个电压等级区间对应一个电压补偿状态，不同的电压补偿状态由晶闸管桥中晶闸管不同的通断组合状态控制；触发选通配置单元依据触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态。

5.根据权利要求4所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：晶闸管桥中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

6.根据权利要求5所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线信号有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管导通的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管关断的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为断开状态。

7.根据权利要求1-6中任一项所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效。

8.根据权利要求7所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：延时保护单元中，延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

9.根据权利要求1-6中任一项所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效来停止/启动对晶闸管桥的开路保护的具体方法是，当触发选通控制值无效时，控制断开晶闸管桥的所有上桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下，或者是控制断开晶闸管桥的所有下桥臂来使晶闸管桥处于开路保护状态下。

10.根据权利要求1-6中任一项所述的分区补偿交流稳压器，其特征在于：保护驱动单元依据触发选通控制值是否有效和不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，只有当触发选通控制值有效且不触发区控制信号无效时，控制接通触发单元的供电电源，否则切断触发单元的供电电源。