CN109120174B - 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法 - Google Patents

基于双子mmc模块的电容电压均衡方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109120174B
CN109120174B CN201811018388.2A CN201811018388A CN109120174B CN 109120174 B CN109120174 B CN 109120174B CN 201811018388 A CN201811018388 A CN 201811018388A CN 109120174 B CN109120174 B CN 109120174B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
dual
sub
capacitor
mmc
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201811018388.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109120174A (zh
Inventor
孙迎新
丁辉
于英杰
徐蕾
郭丽伟
刘毅
张昊东
杜金磊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
State Grid Corp of China SGCC
Weifang Power Supply Co of State Grid Shandong Electric Power Co Ltd
Original Assignee
State Grid Corp of China SGCC
Weifang Power Supply Co of State Grid Shandong Electric Power Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by State Grid Corp of China SGCC, Weifang Power Supply Co of State Grid Shandong Electric Power Co Ltd filed Critical State Grid Corp of China SGCC
Priority to CN201811018388.2A priority Critical patent/CN109120174B/zh
Publication of CN109120174A publication Critical patent/CN109120174A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109120174B publication Critical patent/CN109120174B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，在正常运行时减少参与运算的电压信号数量，减少控制器计算量，在数据处理过程中进一步优化控制器运算，大大提高了控制器的工作效率。直流故障时，使用更少数量电力电子器件，能够快速清除直流侧短路故障电流，从而避免交流断路器动作，提高系统稳定性。

Description

基于双子MMC模块的电容电压均衡方法
技术领域
本发明涉及一种电容电压均衡方法，具体的说，是一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法。
背景技术
随着电力电子技术的飞速发展，多电平变换器及其相关技术的研究已逐渐成为高压大功率电力应用领域的研究热点。模块化多电平变换器(Modular MultilevelConverter，MMC)作为一种新型的多电平变换器拓扑结构，以其独特的结构优势，克服了传统多电平变换器的不足，其模块化结构具有良好的可扩展性，易于扩展到较高的电压等级和功率水平。在高压直流输电、无功补偿等对电压和功率等级要求较高的场合具有良好的应用潜力。
MMC采用子模块级联的形式来获取所需的输出电平数，各模块单元的直流侧电容电压必须均衡，这是保证MMC正常工作的基本前提，因此需要对同一相桥臂上的各模块单元电容电压进行实时测量，以进行电容电压排序。对于级联数很大的MMC，需要大量的电压传感器，增加了控制系统的复杂程度，降低了系统的可靠性。
为了解决传统MMC不具备清除直流短路电流能力的问题，目前现有方案主要有全桥子模块的拓扑结构（full bridge sub-module，FBSM），箝位型双子MMC模块拓扑结构（clamp double sub-module，CDSM）串联双子MMC模块(series-connected double sub-module，SDSM)，交叉连接型子模块(cross-connected sub-module，CCSM)，混合型子模块(hybrid sub-module，Hybrid SM)等一系列改进子模块拓扑，虽然这样改进后的子模块都可以实现直流故障闭锁功能，但使用较多的电力电子开关器件，增加了设备成本；并且传统子模块电容电压控制策略使得参与控制计算的电压信号较多，增加了电路设计难度和控制系统复杂程度。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，正常运行时减少参与运算的电压信号数量，减少控制器计算量，直流故障时，使用更少数量电力电子器件，能够快速清除直流侧短路故障电流，从而避免交流断路器动作，提高系统稳定性。
为了解决所述的技术问题，本发明采样的技术方案是：一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，包括以下步骤：S01）、构造电容电压均衡电路，电容电压均衡电路的每个桥臂均包括n个串联的双子MMC模块，每个双子MMC模块的电压传感器通过A/D转换器连接至控制器；S02）、每个双子MMC模块包括2个电容，电容电压均衡电路每个桥臂包含的电容个数为2n，设双子MMC模块中电容C1的电压为U C*1，电容C2的电压为U C*2，U C*1+U C*2为双子MMC模块的总电容电压，计算得到每个桥臂需要投入的电容个数为N，依据当双子MMC模块被旁路时，桥臂电流未流过电容，双子MMC模块中的电容电压不发生变化，等于上一时刻电压值，当双子MMC模块投入一个电容时，出口电压等于该电容电压，当双子模块投入两个电容时，出口电压等于两个电容电压之和。根据电容电压的这一特征，在上一周期内未投入的子模块因电容电压没有发生变化，下个周期开始阶段无需对其电压进行测量采集，控制器可以沿用上个周期结束时刻该子模块电容电压数值，将U C*1、U C*1+U C*2和N传送到控制器；S03）、若N<n，控制器仅对所有双子MMC模块中电容C1的电压U C*1进行排序，然后将特定双子MMC模块的电容C1投入；S04）、若N≥n，控制器对所有双子MMC模块的总电容电压进行排序，然后将特定双子MMC模块中的电容C1、C2同时投入；S05）、对N进行奇偶判断，如果N为偶数，则结束电压均衡过程；如果N为奇数，则对剩余未投入的双子MMC模块中的U C*1再进行一次排序，根据桥臂电流方向选择电压最小或者最大的双子MMC模块电容C1投入。
进一步的，每个桥臂的电流也传输至控制器，步骤S03和S04中，当桥臂电流为正时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行升序排列，选择电容电压最低的双子MMC模块进行投入操作；当桥臂电流为负时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行降序排列，选择电容电压最高的双子MMC模块进行投入操作。
进一步的，计算得到每个桥臂需要投入的电容个数N的过程为：通过最近电平逼近方法得到需要投入的电容个数N。
进一步的，双子MMC模块包括开关管1、开关管2、开关管3、开关管4、电容C1和电容C2，每个开关管均由IGBT管与二极管反向并联而成，IGBT管T1发射极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极与电容C2的负极和IGBT管T4的发射极相连，IGBT管T3的集电极与电容C1的负极和电容C2的正极相连，IGBT管T4的集电极与IGBT管T3的发射极相连，IGBT管T1的发射极作为双子MMC模块输出端的正极，IGBT管T4的集电极作为双子MMC模块输出端的负极，每个双子MMC模块输出电压侧配置一个电容电压传感器。
本发明的有益效果：本发明所述基于双子MMC模块的电容电压均衡方法在正常运行时减少参与运算的电压信号数量，减少控制器计算量，在数据处理过程中进一步优化控制器运算，大大提高了控制器的工作效率。直流故障时，使用更少数量电力电子器件，能够快速清除直流侧短路故障电流，从而避免交流断路器动作，提高系统稳定性。
附图说明
图1为电容电压均衡电路的原理图；
图2为双子MMC模块的电路原理图；
图3为双子MMC模块工作在0、1、2、-1四种模式时的原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。
一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，包括以下步骤：S01）、构造电容电压均衡电路，如图1所示，电容电压均衡电路为双桥臂电容电压均衡电路，包括上下两个桥臂，电容电压均衡电路的每个桥臂均包括n个串联的双子MMC模块，n为正整数，每个双子MMC模块的电压传感器通过A/D转换器连接至控制器；
S02）、每个双子MMC模块包括2个电容，电容电压均衡电路每个桥臂包含的电容个数为2n，设双子MMC模块中电容C1的电压为U C*1，电容C2的电压为U C*2，U C*1+U C*2为双子MMC模块的总电容电压，计算得到每个桥臂需要投入的电容个数为N，依据当双子MMC模块被旁路时，桥臂电流未流过电容，双子MMC模块中的电容电压不发生变化，等于上一时刻电压值，当双子MMC模块投入一个电容时，出口电压等于该电容电压，当双子模块投入两个电容时，出口电压等于两个电容电压之和。根据电容电压的这一特征，在上一周期内未投入的子模块因电容电压没有发生变化，下个周期开始阶段无需对其电压进行测量采集，控制器可以沿用上个周期结束时刻该子模块电容电压数值，将U C*1、U C*1+U C*2和N传送到控制器；
S03）、若N<n，控制器对所有双子MMC模块中电容C1的电压U C*1进行排序，然后将特定双子MMC模块的电容C1投入；
S04）、若N≥n，控制器对所有双子MMC模块的总电容电压U C*1+U C*2进行排序，然后将特定双子MMC模块中的电容C1、C2同时投入；
S05）、对N进行奇偶判断，如果N为偶数，则结束电压均衡过程；如果N为奇数，则对剩余未投入的双子MMC模块中的U C*1再进行一次排序，根据桥臂电流方向选择电压最小或者最大的双子MMC模块电容C1投入。
本实施例中，每个桥臂的电流也传输至控制器，进行步骤S03和S04时，根据桥臂的电流方向决定排序方式，当桥臂电流为正时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行升序排列，选择电容电压最低的M个双子MMC模块进行投入操作，使得电容电压较低的双子MMC模块被充电，电压逐渐升高，追平电容电压较高的子模块；当桥臂电流为负时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行降序排列，选择电容电压最高的M个双子MMC模块进行投入操作，使得电容电压较高的双子MMC模块可以被放电，电容电压逐渐降低，直到趋近于低电压子模块。
本实施例中，通过最近电平逼近方法得到需要投入的电容个数N，也可以通过其他现有的方法计算N。
如图2所示，双子MMC模块包括开关管1、开关管2、开关管3、开关管4、电容C1和电容C2，每个开关管均由IGBT管与二极管反向并联而成，IGBT管T1发射极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极与电容C2的负极和IGBT管T4的发射极相连，IGBT管T3的集电极与电容C1的负极和电容C2的正极相连，IGBT管T4的集电极与IGBT管T3的发射极相连。IGBT管T1的发射极作为双子MMC模块输出端的正极，IGBT管T4的集电极作为双子MMC模块输出端的负极，输出电压为Uout。每个双子MMC模块输出电压侧配置一个电容电压传感器，用于监控各电容电压，子模块输入电流i的参考方向与所述输出电压Uout的参考方向相同，UC1=UC2=电容电压额定值Ucref。
图2所示的双子MMC子模块拓扑可以工作在0、1、2、-1四种模式，输出四种电平电压：0、Ucref、2Ucref、-Ucref。具体工作模式如图3所示：
0模式：如图3a所示，控制IGBT管T2和T4导通，所述双子MMC模块处于旁路状态，输出电压Uout=0。电流流通路径如图中虚线所示，当所述双子MMC模块输入电流i>0时，电流i流经T2和D4，电容C1和电容C2被旁路；当所述子模块输入电流i<0时，电流i流经T4和D2，电容C1和电容C2被旁路。
1模式：如图3b所示，控制IGBT管T1和T3导通，所述双子MMC模块处于C1投入状态，输出电压Uout=Ucref。电流流通路径如图中虚线所示，当所述双子MMC模块输入电流i>0时，电流i流经D1和T3，电容C1投入，电容C2被旁路；当所述子模块输入电流i<0时，电流i流经T1和D3，电容C1投入，电容C2被旁路。
2模式：如图3c所示，控制IGBT管T1和T4导通，所述双子MMC模块处于C1和C2投入状态，输出电压Uout=2Ucref。电流流通路径如图中虚线所示，当所述双子MMC模块输入电流i>0时，电流i流经D1和D4，电容C1和C2投入；当所述子模块输入电流i<0时，电流i流经T1和T4，电容C1和C2投入。
-1模式：如图3d所示，发生在故障出现后，闭锁所有开关管，电流流通路径如图中虚线所示，当所述双子MMC模块输入电流i>0时，电流i流经D1和D4，电容C1和C2投入，Uout=2Ucref；当所述子模块输入电流i<0时，电流i流经D2和D3，电容C2反向投入，Uout= -Ucref。可见，当故障发生时，闭锁所有IGBT，无论桥臂电流方向如何，都会对所述子模块进行充电，从而达到快速闭锁故障电流的目的。
本实施例所述的电容电压均衡方法的依据是：当双子MMC模块被旁路时，桥臂电流未流过电容，双子MMC模块中的电容电压不发生变化，等于上一时刻电压值，当双子MMC模块投入一个电容时，出口电压等于该电容电压，当双子模块投入两个电容时，出口电压等于两个电容电压之和。根据电容电压的这一特征，在上一周期内未投入的子模块因电容电压没有发生变化，下个周期开始阶段无需对其电压进行测量采集，控制器可以沿用上个周期结束时刻该子模块电容电压数值。设(U C1) k-1为上个周期结束时控制器接收的投入电容C 1电压，(U C1 +U C2) k-1为上个周期结束时控制器接收到的U C1+U C2。根据分析可得：
当S1=S2=0时，
Figure DEST_PATH_IMAGE001
（1），
当S1=1且S2=0时，
Figure 1599DEST_PATH_IMAGE002
（2），
当S1=S2=1时，
Figure DEST_PATH_IMAGE003
（3），
S1=S2=0表示双子MMC模块处于旁路状态，电容C1、C2均未投入，S1=1且S2=0表示电容C1投入，电容C2未投入，S1=S2=1表示电容C1、C2均被投入。
当双子模块被完全投入时，U out只能更新控制器中(U C1 +U C2) k-1，然而这时候U C1也在变化，不再等于(U C1) k-1，控制器中的(U C1) k-1也需要更新，因此假设U C1与U C2在稳态时，电压保持平衡，U C1近似等于U C2，则Uc1=
Figure 878288DEST_PATH_IMAGE004
， U C1与U C2变化量相同，该假设误差在下一时刻C1投入时被消除。
本实施例所述基于双子MMC模块的电容电压均衡方法在正常运行时减少参与运算的电压信号数量，减少控制器计算量，在数据处理过程中进一步优化控制器运算，大大提高了控制器的工作效率。直流故障时，使用更少数量电力电子器件，能够快速清除直流侧短路故障电流，从而避免交流断路器动作，提高系统稳定性。
对比本实施例双子MMC模块与现有MMC模块在单位电平下所使用的开关器件数量（即每产生一个电平所需要的器件数），可以得到表1。
表1 单位电平下各个子模块器件使用数量
IGBT 二极管 晶闸管 电容器 闭锁能力
HBSM 2 2 1 1 无
FBSM 4 4 0 1 有
CDSM 2.5 3.5 0 1 有
SDSM 2.5 3 0 1 有
CCSM 3 3 0 1 有
DCDSM 3 4 0 2 有
双子MMC模块 2 2 0 1 有
由表1可知，双子MMC模块既使换流器实现了故障电流闭锁功能，同时减少了全控器件的使用数量，降低了控制难度，也大大减小生产成本。
以一高压直流输电工程为例，直流电压为±160kV，桥臂子模块个数为200个。分别应用传统电压控制和实施例1所述电容电压均衡方法对该工程桥臂电容电压进行排序，单桥臂电压信号数量和控制器排序次数如表2所示。
表2 两种电压控制方法对比
控制方法 单桥臂模块电压信号数量 单桥臂排序次数
传统方法 200 19900
实施例1所述方法 100 4950 或5049
由表2可知，本实施例所述电容电压均衡方法下参与控制的模块电压信号数量仅为传统测量方法的一半，有利于降低控制系统的复杂程度。在此条件下，改进电容电压排序算法，可显著减少控制器计算量，在数据处理过程中进一步优化控制器运算，大大提高了控制器的工作效率，保证换流器稳定运行。
以上描述的仅是本发明的基本原理和优选实施例，本领域技术人员根据本发明做出的改进和替换，属于本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，其特征在于：包括以下步骤：S01）、构造电容电压均衡电路，电容电压均衡电路的每个桥臂均包括n个串联的双子MMC模块，每个双子MMC模块的电压传感器通过A/D转换器连接至控制器；双子MMC模块包括开关管1、开关管2、开关管3、开关管4、电容C1和电容C2，每个开关管均由IGBT管与二极管反向并联而成，IGBT管T1发射极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极与电容C2的负极和IGBT管T4的发射极相连，IGBT管T3的集电极与电容C1的负极和电容C2的正极相连，电容C1的正极与IGBT管T1的集电极相连，电容C1的负极与电容C2的正极连接在一起，IGBT管T4的集电极与IGBT管T3的发射极相连，IGBT管T1的发射极作为双子MMC模块输出端的正极，IGBT管T4的集电极作为双子MMC模块输出端的负极，每个双子MMC模块输出电压侧配置一个电容电压传感器；S02）、每个双子MMC模块包括2个电容，电容电压均衡电路每个桥臂包含的电容个数为2n，设双子MMC模块中电容C1的电压为U C*1，电容C2的电压为U C*2，U C*1+U C*2为双子MMC模块的总电容电压，计算得到每个桥臂需要投入的电容个数为N，将U C*1、U C*1+U C*2和N传送到控制器；S03）、若N<n，控制器仅对所有双子MMC模块中电容C1的电压U C*1进行排序，然后将特定双子MMC模块的电容C1投入；S04）、若N≥n，控制器对所有双子MMC模块的总电容电压进行排序，然后将特定双子MMC模块中的电容C1、C2同时投入；S05）、对N进行奇偶判断，如果N为偶数，则结束电压均衡过程；如果N为奇数，则对剩余未投入的双子MMC模块中的U C*1再进行一次排序，根据桥臂电流方向选择电压最小或者最大的双子MMC模块电容C1投入。
2.根据权利要求1所述的基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，其特征在于：每个桥臂的电流也传输至控制器，步骤S03和S04中，当桥臂电流为正时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行升序排列，选择电容电压最低的双子MMC模块进行投入操作；当桥臂电流为负时，控制器对电压U C*1或者U C*1+U C*2进行降序排列，选择电容电压最高的双子MMC模块进行投入操作。
3.根据权利要求1所述的基于双子MMC模块的电容电压均衡方法，其特征在于：通过最近电平逼近方法得到需要投入的电容个数N。
CN201811018388.2A 2018-09-03 2018-09-03 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法 Expired - Fee Related CN109120174B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811018388.2A CN109120174B (zh) 2018-09-03 2018-09-03 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811018388.2A CN109120174B (zh) 2018-09-03 2018-09-03 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109120174A CN109120174A (zh) 2019-01-01
CN109120174B true CN109120174B (zh) 2020-06-23

Family

ID=64860466

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811018388.2A Expired - Fee Related CN109120174B (zh) 2018-09-03 2018-09-03 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN109120174B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3859965B1 (en) * 2020-01-30 2023-09-06 General Electric Technology GmbH Improvements in or relating to chain-link modules for voltage source converters
CN114024458B (zh) * 2021-11-08 2023-10-10 华北电力大学（保定） 电容电压均衡控制方法及换流器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103956925B (zh) * 2014-04-28 2016-04-06 浙江大学 一种混杂式mmc电容电压的均衡控制方法
EP3273586B1 (en) * 2015-03-17 2021-08-25 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
CN105375801B (zh) * 2015-10-30 2017-11-14 南方电网科学研究院有限责任公司 一种模块化多电平换流器均压控制方法
CN106411166A (zh) * 2016-11-15 2017-02-15 北京四方继保自动化股份有限公司 一种模块化多电平变流器混合桥臂拓扑结构
CN106877718B (zh) * 2017-04-21 2019-04-05 上海交通大学 模块化多电平换流器不对称双子模块中点电位均衡控制方法
CN106953530B (zh) * 2017-04-21 2018-11-20 上海交通大学 混合型mmc不对称双子模块和半桥子模块的配置方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN109120174A (zh) 2019-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108475999B (zh) 单相五电平有源嵌位变换器单元及变换器
CN109120174B (zh) 基于双子mmc模块的电容电压均衡方法
JP4641500B2 (ja) 電力変換装置
CN109980968B (zh) 一种模块化多电平变换器、控制系统及其应用
CN110649833A (zh) 一种具有相间双向自均压能力的mmc拓扑结构
Meraj et al. A pencil shaped 9-level multilevel inverter with voltage boosting ability: configuration and experimental investigation
CN109787497B (zh) 一种混合型mmc的过调制均压方法
CN111786579A (zh) 具有公共高压直流母线的级联多电平整流器及控制策略
Hosseini et al. Hybrid switched-capacitor 9-level boost inverter
CN112600434B (zh) 复用全软开关交直流输入固态变压器电路及其调制方法
Balamurugan et al. A review on various multilevel inverter topologies
CN109039124B (zh) 基于移相空间矢量调制的mmc电容电压均衡控制方法
CN108540004B (zh) 抑制三电平Boost变流单元中点电位波动的控制方法
CN212850304U (zh) 具有公共高压直流母线的级联多电平整流器
CN115987124A (zh) 一种三相四桥臂九电平变换器
CN114070111A (zh) 一种复用桥臂选择型mmc拓扑结构
CN115642820A (zh) 一种子模块连接可自由配置的开关电容多电平逆变器结构
CN111711374B (zh) 模块化并联四电平变换器系统及方法
CN110212803B (zh) 一种三相软开关变流器非单位功率因数输出空间矢量调制方法
GB2618498A (en) DC voltage converters
Siddique et al. A new single-phase single source nine level boost inverter topology
CN110071653B (zh) 五电平npc变换器低调制度直流侧电容电压自平衡方法
CN109004814B (zh) 一种用于mmc的子模块电容电压均衡控制系统
CN108418454B (zh) 模块化多电平变换器及其多重交叉子模块
CN111865120A (zh) 一种基于串联数字化稳压器的能量路由器交流侧调制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20200623

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee