CN108763696B - 一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法 - Google Patents

一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法。它将宽基区分成宽度相等的n个区域，采用n个集总电荷来分别表示n个区域内的电荷分布，n≥3，根据区域的电荷分布以及电荷运动机理定义漂移电流和扩散电流，通过电流密度方程确定相邻区域之间的空穴电流和电子电流，根据电流连续性方程确定每个区域电荷引起的复合电流，以空穴电流、电子电流和复合电流为基础建立宽基区集总电荷模型。本发明提高了宽基区集总电荷模型的仿真精度，实现对多工况下的大功率双极型半导体器件宽基区内电荷量的准确计算。

Description

一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法
技术领域
本发明属于电力电子器件建模及其应用技术领域，具体涉及一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法。
背景技术
目前以及可预见的将来，在新能源、电机驱动、航空航天、高铁、舰船推进以及电力传输等需要进行能量变换的领域，都将使用大量的电力电子开关器件。IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等双极型半导体电力电子器件具有功率等级大、易于驱动和保护、开关频率高的优点，具有优异的综合性能。调查研究表明，IGBT功率等级在10kV、300A以上电力电子装置中的市场应用占据了绝对的多数。
我国大功率电力电子器件芯片的设计制造正处于高速发展阶段，工程应用中所需器件正逐步由进口慢慢转向国产化。未来，对于使用IGBT等器件的电力电子器件装置的需求是同时实现高功率密度和高可靠性，高功率密度是减小系统体积和重量的最佳方式，而高可靠性是系统应用的必备条件。目前的做法一般是将设计裕量留得较大，但是这样就造成了整个系统的体积和重量庞大，功率密度不高。高可靠性的要求限制了系统功率密度的提高，而高功率密度的要求又会影响系统可靠性的提高。这种矛盾的出现是由于对IGBT内部工作机理的认识不够准确，对其应用可靠性的研究水平不高，缺乏有效的辅助分析和设计手段，应用设计方法比较粗糙，一般都是采用依靠经验公式的粗放式设计，系统的优化设计水平往往由工程技术人员的个人经验来决定。
为解决这个矛盾，行之有效的途径是开展IGBT等电力电子器件的工作机理和建模仿真研究。现有的IGBT模型根据其建模方法的不同，大致可以分为四类：行为模型，物理模型，数值模型以及混合模型。行为模型因其不能够描述器件内部特性对器件的设计应用指导作用较弱；数值模型精度高但计算量大，且需要厂商提供一些结构参数；混合模型参数较为混杂，通用性不高。物理模型中的物理参数不清晰，数值采用拟合方式来提取，仿真精度低。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述背景技术存在的不足，提供一种仿真精度高的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法。
本发明采用的技术方案是：一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，将宽基区分成宽度相等的n个区域，采用n个集总电荷来分别表示n个区域内的电荷分布，n≥3，根据区域的电荷分布以及电荷运动机理定义漂移电流和扩散电流，通过电流密度方程确定相邻区域之间的空穴电流和电子电流，根据电流连续性方程确定每个区域电荷引起的复合电流，以空穴电流、电子电流和复合电流为基础建立宽基区集总电荷模型。
进一步地，每个区域的集总电荷通过以下公式确定：
Figure BDA0001664924530000021
其中，Qi为i区域的集总电荷，qp(i-1)＝qAdpi-1/n，qpi＝qAdpi/n，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，d为宽基区宽度，pi-1为i-1点处的空穴浓度，pi为i点处的空穴浓度，i取值为3、4、5……。
进一步地，所述漂移电流公式为：idrift＝qAμppi(i+1)E
其中，idrift为漂移电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，pi(i+1)为i区域和i+1区域的边界处的空穴浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，i取值为3、4、5……。
进一步地，所述扩散电流公式为：
Figure BDA0001664924530000022
其中，idiff为扩散电流，q为单位电荷量，D为扩散系数，A为半导体器件有效面积，d为宽基区宽度，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，i取值为3、4、5……。
进一步地，所述空穴电流公式为：
Figure BDA0001664924530000031
其中，ipi(i+1)为从i区域到i+1区域的空穴电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，pi(i+1)为i区域和i+1区域的边界处的空穴浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，Tpi(i+1)为空穴从i区域到i+1区域的渡越时间，i取值为3、4、5……。
进一步地，所述电子电流公式为：
Figure BDA0001664924530000032
其中，ini(i+1)为从i区域到i+1区域的电子电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，un为电子迁移率，ni(i+1)为i区域和i+1区域边界处电子浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，Tni(i+1)为电子从i区域到i+1区域的渡越时间，i取值为3、4、5……。
进一步地，所述复合电流公式为：
Figure BDA0001664924530000033
其中，Qi(t)为t时刻时空穴在i区域内的电荷量，τpi为i区域空穴载流子寿命。
进一步地，所述空穴载流子寿命τpi为
Figure BDA0001664924530000034
其中，τn0、τp0为重掺杂P型、N型Si中少数载流子寿命,qp0、qn0为热平衡条件下空穴、电子电荷量,qpi为i区域注入的空穴电荷量，
Figure BDA0001664924530000041
qnt表示复合中心能级上的电子电荷量，ET和Ei分别为复合能级和本征费米能级；K为玻尔兹曼常数、T为热力学温度。
更进一步地，所述n的取值为3或4或5。
本发明的有益效果是：本发明对集总电荷形式的漂移电流、扩散电流进行了重新定义，提出了新的集总电荷漂移电流和扩散电流计算方法，并建立了载流子寿命随电荷量变化的集总电荷模型，在不增加复杂度的同时能够有效减小传统集总电荷模型的误差，更准确的计算出基区载流子的电荷量，有效提高模型的仿真精度。本发明集总电荷建模方法对电流和电荷量的定义和表征意义更加明晰，能够更准确的反映器件内部载流子变化的物理机理。同时，对于应用本建模方法的大功率双极型半导体器件如IGBT等，能够对多工况下的通态特性和暂态特性进行更准确的仿真。
附图说明
图1为本发明宽基区新集总电荷模型示意图。
图2为本发明集总电荷仿真模型示意图。
图3为本发明载流子寿命随电荷浓度变化等效电路图。
图4为本发明集总电荷模型仿真和数据手册静态特性对比图。
图5为本发明集总电荷模型、传统集总电荷模型和数据手册静态特性数据对比图。
图6为本发明集总电荷模型在25℃条件下关断暂态特性仿真与实验对比图。
图7为本发明集总电荷模型在125℃条件下关断暂态特性仿真与实验对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。
如图1所示，本发明将宽基区分成宽度相等的n个区域，采用n个集总电荷来分别表示n个区域内的电荷分布，n≥3，即n为大于等于3的整数，根据区域的电荷分布以及电荷运动机理定义漂移电流和扩散电流，通过电流密度方程确定相邻区域之间的空穴电流和电子电流，根据电流连续性方程确定每个区域电荷引起的复合电流，以空穴电流、电子电流和复合电流为基础建立宽基区集总电荷模型。本发明提高了宽基区集总电荷模型的仿真精度，实现对多工况下的大功率双极型半导体器件宽基区内电荷量的准确计算。
下面以一种大功率IGBT器件为例，对其宽基区进行新集总电荷建模方法的应用，建立宽基区新集总电荷模型。
如图2所示IGBT集总电荷仿真模型示意图，其包括四个基本结构模型：栅极MOS模型，发射极P+N-结模型，集电极P+N+结模型，以及宽基区N-模型，选取宽基区N-部分进行本发明集总电荷建模方法的应用。如图1所示为新集总电荷模型的示意图，从集总电荷建模基本思想出发，不再使用传统集总电荷模型中的线性分布表示法，重新定义集总电荷模型下的扩散电流和漂移电流。
新模型下，以n取值为3为例，将基区N-区域均分成三个区域，每个区域宽度为d/3，d为宽基区宽度，采用3个集总电荷Q3、Q4、Q5来表示三个区域内部的电荷分布，确立集总电荷Q3、Q4、Q5与边界浓度p2，p3，p4，p5之间的关系。为保证计算速度以及模型的简化程度，直接采用线性分布来等效二者之间的关系。即认为(以Q3为例)：
Figure BDA0001664924530000051
其中：qp2＝qAdp2/3,qp3＝qAdp3/3。Q4，Q5有同样的表述形式。
区域3和区域4的电荷分布分别为Q3和Q4，根据半导体的基本电荷运动机理重新定义定义漂移电流和扩散电流。
扩散电流定义为两个面积相等的连续分布区域内电荷量之间的关系，2维空间下，面积相等连续分布的两块区域，其内部电荷量分别为Q3和Q4，若Q3不等于Q4，则区域间会形成浓度梯度，进而产生扩散电流，因此从区域3和区域4的扩散电流idiff定义为：
Figure BDA0001664924530000061
其中，q为单位电荷量，D为扩散系数，A为半导体器件有效面积，Q3、Q4分别为区域3和区域4的集总电荷。
从区域3和区域4的漂移电流则定义为基区电场(注意该电场为外加电场与载流子内建电场的和)对区域3流向区域4边界浓度的作用。因此从区域3流向区域4的漂移电流idrift定义为：idrift＝qAμpp34E，其中，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，p34为区域3和区域4的边界处的空穴浓度，E为区域3和区域4边界处电场。
根据电流密度方程，从区域3流向区域4的总的空穴电流ip34和电子电流in34分别确定为
Figure BDA0001664924530000062
其中，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，p34为区域3和区域4的边界处的空穴浓度，E为区域3和区域4边界处电场，Q3、Q4分别为区域3和区域4的集总电荷，Tp34为空穴从区域3到区域4的渡越时间。
Figure BDA0001664924530000063
其中，un为电子迁移率，n34为区域3和区域4边界处电子浓度，Tn34为电子从区域3到区域4的渡越时间。
针对宽基区电流连续性方程两边同乘以单位电荷q，并沿电流正方向由点x12-Δx到点x12进行积分，得到由区域3集总电荷Q3引起的复合电流iCOUNT,3为：
Figure BDA0001664924530000071
其中：Q3(t)为t时刻时空穴在区域3内的电荷量，τp3为区域3空穴载流子寿命。
根据载流子复合理论可知，通过集总电荷思想转化为集总电荷模型，如图3所示，建立载流子寿命τp3与电荷量qp1之间的关系为：
Figure BDA0001664924530000072
其中，τn0、τp0为重掺杂P型、N型Si中少数载流子寿命，qp0、qn0为热平衡条件下空穴、电子电荷量，qp3为区域3处注入的空穴电荷量，
Figure BDA0001664924530000073
Figure BDA0001664924530000074
Figure BDA0001664924530000075
表示复合中心能级上的电子电荷量，ET和Ei分别为复合能级和本征费米能级；K为玻尔兹曼常数、T为热力学温度。
联立以上得到的空穴电流、电子电流和复合电流新集总电荷模型，相邻区域4和区域5的空穴电流、电子电流以相同的方式可以得到。最后可以建立新的IGBT宽基区集总电荷模型，如图1所示。
IGBT的物理模型包括：栅极MOS模型，发射极P+N-结模型，集电极P+N+结模型，以及N-基区模型，其中N-基区模型使用本发明提出的集总电荷建模方法完成。联立IGBT集总电荷模型里的其余三个结构的模型，即是完整的IGBT新集电荷模型。最后在电路仿真软件PSPICE中搭建新模型，如图2所示。在PSPICE进行IGBT新集总电荷模型仿真，图4和图5分别为新集总电荷模型与传统模型静态特性仿真结果和数据手册对比图。搭建三脉冲测试电路以得到IGBT暂态特性，其中Ice＝1340A，Udc＝1100V。图6和图7分别为IGBT在25℃和125℃条件下暂态特性仿真结果与实验测试对比图。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (6)

1.一种大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：将宽基区分成宽度相等的n个区域，采用n个集总电荷来分别表示n个区域内的电荷分布，n≥3，根据区域的电荷分布以及电荷运动机理定义漂移电流和扩散电流，通过电流密度方程确定相邻区域之间的空穴电流和电子电流，根据电流连续性方程确定每个区域电荷引起的复合电流，以空穴电流、电子电流和复合电流为基础建立宽基区集总电荷模型；
所述空穴电流公式为：
Figure FDA0003455785150000011
其中，ipi(i+1)为从i区域到i+1区域的空穴电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，pi(i+1)为i区域和i+1区域的边界处的空穴浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，Tpi(i+1)为空穴从i区域到i+1区域的渡越时间，i取值为3、4、5……；
所述电子电流公式为：
Figure FDA0003455785150000012
其中，ini(i+1)为从i区域到i+1区域的电子电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，un为电子迁移率，ni(i+1)为i区域和i+1区域边界处电子浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，Tni(i+1)为电子从i区域到i+1区域的渡越时间，i取值为3、4、5……；
所述复合电流公式为：
Figure FDA0003455785150000013
其中，Qi(t)为t时刻时空穴在i区域内的电荷量，τpi为i区域空穴载流子寿命。
2.根据权利要求1所述的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：每个区域的集总电荷通过以下公式确定：
Figure FDA0003455785150000021
其中，Qi为i区域的集总电荷，qp(i-1)＝qAdpi-1/n，qpi＝qAdpi/n，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，d为宽基区宽度，pi-1为i-1点处的空穴浓度，pi为i点处的空穴浓度，i取值为3、4、5……。
3.根据权利要求1所述的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：所述漂移电流公式为：idrift＝qAμppi(i+1)E
其中，idrift为漂移电流，q为单位电荷量，A为半导体器件有效面积，up为空穴迁移率，pi(i+1)为i区域和i+1区域的边界处的空穴浓度，E为i区域和i+1区域边界处电场，i取值为3、4、5……。
4.根据权利要求1所述的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：所述扩散电流公式为：
Figure FDA0003455785150000022
其中，idiff为扩散电流，q为单位电荷量，D为扩散系数，A为半导体器件有效面积，d为宽基区宽度，Qi、Qi+1分别为i区域和i+1区域的集总电荷，i取值为3、4、5……。
5.根据权利要求1所述的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：所述空穴载流子寿命τpi为
Figure FDA0003455785150000023
其中，τn0、τp0为重掺杂P型、N型Si中少数载流子寿命,qp0、qn0为热平衡条件下空穴、电子电荷量,qpi为i区域注入的空穴电荷量，
Figure FDA0003455785150000024
qnt表示复合中心能级上的电子电荷量，ET和Ei分别为复合能级和本征费米能级；K为玻尔兹曼常数、T为热力学温度。
6.根据权利要求1所述的大功率双极型半导体器件宽基区集总电荷建模方法，其特征在于：所述n的取值为3或4或5。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110263292B (zh) * 2019-06-26 2021-09-10 东北大学 一种改进Boltzmann-Matano公式的扩散系数的计算方法
CN111628640B (zh) * 2020-05-19 2021-06-29 中国人民解放军海军工程大学 反向恢复尖峰电压吸收电路的最优参数设计方法
CN113312756B (zh) * 2021-05-11 2022-12-16 华南理工大学 一种同步确定二极管边界电场与电流密度的方法
CN116522833B (zh) * 2023-06-26 2023-11-17 湖南大学 载流子电路建模方法、设备及存储介质
CN116502577B (zh) * 2023-06-28 2023-11-17 湖南大学 Igbt芯片内部温度建模方法、设备及存储介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102368274A (zh) * 2011-09-07 2012-03-07 中国人民解放军海军工程大学 一种fs型igbt瞬态温度特性的电热仿真方法
CN105631083A (zh) * 2015-03-20 2016-06-01 华北电力大学 一种适用于电路仿真的高压igbt模块开关暂态模型建立方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8669750B2 (en) * 2011-02-10 2014-03-11 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a semiconductor device and structure thereof

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102368274A (zh) * 2011-09-07 2012-03-07 中国人民解放军海军工程大学 一种fs型igbt瞬态温度特性的电热仿真方法
CN105631083A (zh) * 2015-03-20 2016-06-01 华北电力大学 一种适用于电路仿真的高压igbt模块开关暂态模型建立方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Physical CAD model for high-voltage IGBTs based on lumped-charge approach;F. Iannuzzo et al;《 IEEE Transactions on Power Electronics》;20040712;第19卷(第4期);第885-892页 *
一种基于集总电荷的大功率PIN二极管改进电路模型;李鑫 等;《电工技术学报》;20180514;第1-10页 *

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