CN108712063A - 一种适用于三相电压型pwm变换器的低开关频率谐波电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于三相电压型PWM变换器的低开关频率谐波电流抑制方法，以SVPWM电压扇区划分为标准，作为电压矢量的分布图，预测下一控制周期的电流：计算PWM变换器在同步旋转dq轴坐标系下输出电流基频分量、5次、7次谐波电流给定值；再恒功率坐标变换得到静止两相αβ坐标轴系下的各次电流给定值；将使得性能评估值最小的电压矢量组合作为第k+1控制周期的输出：最后判断其所在电压扇区，计算这两条非零电压矢量的作用时间和一条零电压矢量的作用时间，并通过调制产生PWM驱动信号。本发明能够有效简化控制器的结构，在取得良好的谐波电流抑制效果的同时，还有效降低了系统的开关频率，减少了开关损耗。

Description

一种适用于三相电压型PWM变换器的低开关频率谐波电流抑 制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种适用于能有效降低三相电压型PWM变换器开关频率的谐波电流抑制方法，属于电力电子应用领域。

背景技术

随着新能源的大规模开发利用，三相电压型脉宽调制(pulse-width modulation，PWM)变换器以其体积小、控制灵活，动态响应迅速，可能量双向流动等优点，已经成为如光伏发电、风力发电等新能源发电系统的关键环节，在新能源发电领域得到了广泛的应用。

当电网电压谐波含量较高的情况下，电网电压不再是理想的正弦电压，此时如果三相电压型PWM变换器不采取相应的控制措施，将会产生谐波电流，谐波电流的注入也会对电网造成进一步的谐波污染，同时还会对整个PWM变换器系统造成损坏。因此，为提高PWM变换器在谐波电网电压条件下的运行性能，提出谐波电网电压条件下三相电压型PWM变换器的谐波电流抑制策略，需要进一步对谐波电网电压条件下三相电压型PWM变换器的控制方法进行深入研究。目前，国内外学者已经对谐波电网电压条件下三相电压型PWM变换器的谐波电流抑制方法展开了相应的研究，如已公开的下列文献：

(1)Hu Jiabing,Zhang Wei,Wang Hong sheng,et al.Proportional integralplus multi-frequency resonant current controller for grid-connected voltagesource converter under unbalanced and distorted supply voltage conditions[J].Journal of Zhejiang University ScienceA,2009,10(10):1532-1540。

(2)年珩,全宇.谐波电网电压下PWM整流器增强运行控制技术[J].中国电机工程学报,2012,32(9):41-48。

文献(1)和(2)针对谐波电网电压条件下，对传统矢量控制进行了改进，提出了对各次谐波单独设计PI或者PR控制器，来实现谐波电流的抑制，但是大量的PI和PR控制器的加入使得控制系统的结构更为复杂，且不能有效降低PWM变换器的开关频率，不能有效提高PWM变换器在谐波电网电压情况下的综合性能。

发明内容

针对现有技术存在的上述不足，本发明的目的在于提出一种适用于三相电压型PWM变换器低开关频率的谐波电流抑制策略，本方法不仅能够实现在谐波电网电压条件下对谐波电流的抑制，并且控制结构简单，还能够有效降低系统的开关频率，从而提高三相电压型PWM变换器在谐波电网电压条件下的综合性能。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种适用于三相电压型PWM变换器的低开关频率谐波电流抑制方法，控制步骤如下：

A1)在第k控制周期内，分别采集交流电网三相电压信号e_gabc、PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc以及直流母线电压信号U_dc；

A2)将步骤A1)中采集到的电网三相电压信号e_gabc经过数字锁相环PLL后得到电网正序电压矢量的电角度θ_g和同步电角速度ω_e；

A3)将电网三相电压信号e_gabc经过静止三相abc坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，转换为静止两相αβ坐标轴系下的电压信号，即e_gα、e_gβ；

A4)将采集到的PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc经过静止三相abc坐标轴系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换得到静止两相αβ坐标轴系下的电流i_gα、i_gβ；

A5)以SVPWM电压扇区划分为标准，作为电压矢量的分布图，根据步骤A4)采集到的静止两相αβ坐标轴系下当前时刻PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ，按照下式，对各电压扇区内下一控制周期的电流进行预测：

其中，和分别为PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ在第k+1控制周期的预测值，σ_α1、σ_α2和σ_α0以及σ_β1、σ_β2和σ_β0分别为在静止两相αβ坐标轴系下某个电压扇区内的三个电压矢量所对应α、β轴电流的变化率，t₁、t₂和t₀分别是该三条电压矢量的作用时间；

A6)采用电网正序电压d轴定向方式和单位功率因数控制方式，将采集到的直流母线电压信号U_dc，以及直流母线电压的给定值按照下式，分别计算PWM变换器在同步旋转dq轴坐标系下输出电流基频分量的给定值5次谐波电流的给定值和7次谐波电流的给定值

其中，K_p1和τ_i1分别为控制系统中电压环PI控制器的比例系数和积分时间常数；

A7)将步骤A6)中得到的PWM变换器各次输出电流的给定值和和和分别经过各次的两相同步旋转dq坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，得到静止两相αβ坐标轴系下的各次电流给定值和和 和

A8)将步骤A7)得到的静止两相αβ坐标轴系下PWM变换器输出电流的给定值，以及步骤A5)所得到的PWM变换器在静止两相αβ坐标轴系下不同电压扇区输出电流给定值的预测值送入性能评估准则进行计算，将使得性能评估值最小的电压矢量组合作为第k+1控制周期的输出：

其中，eval为计算得到的性能评估值，为第k-1控制周期末电压矢量对应的a、b、c三相桥臂的开关状态，为当前第k控制周期初电压矢量对应的a、b、c三相桥臂的开关状态，μ为协调开关频率与电流精准性的协调系数；

A9)将步骤A8)中确定的电压矢量组合，判断其所在电压扇区，根据下式，分别计算这两条非零电压矢量的作用时间t_1j、t_2j和一条零电压矢量的作用时间t_0j，并通过调制产生PWM驱动信号；

其中，T_s为控制周期，下标j表示该变量所处的电压扇区序号。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明在谐波电网电压条件下，能够有效简化控制器的结构，避免多控制器的情况，并且在取得良好的谐波电流抑制效果的同时，还有效降低了系统的开关频率，减少了开关损耗，提升了三相电压型PWM变换器在谐波电网电压条件下的综合性能。

附图说明

图1为三相电压型PWM变换器并网系统的拓扑结构示意图。

图2为静止两相αβ坐标轴系下电压矢量扇区的划分示意图。

图3为电网三相线电压仿真波形及其FFT分析结果。

图4为现有矢量控制策略下网侧三相线电流仿真波形及其FFT分析结果。

图5为本发明所提控制策略下网侧三相线电流仿真波形及其FFT分析结果。

图6为相同载波频率下矢量控制和本发明控制策略的开关频率示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方案做详细描述。

图1为三相电压型PWM变换器并网系统的拓扑结构示意图。

本发明具体实施步骤如下：

A1)分别采集交流电网三相电压信号e_gabc、PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc以及直流母线电压信号U_dc；

A2)将步骤A1)中采集到的电网三相电压信号e_gabc经过数字锁相环PLL后得到电网正序电压矢量的电角度θ_g和同步电角速度ω_e；

A3)将电网三相电压信号e_gabc经过静止三相abc坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，转换为静止两相αβ坐标轴系下的电压信号，即e_gα、e_gβ；

A4)将采集到的PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc经过静止三相abc坐标轴系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换得到静止两相αβ坐标轴系下的电流i_gα、i_gβ；

A5)以图2所示电压扇区划分为标准，在两相静止αβ坐标轴系下将(V₁)-(V₈)8条电压矢量划分到如图2所示的I-VI六个电压扇区，作为电压矢量的分布图，根据步骤A4)采集到的静止两相αβ坐标轴系下当前时刻PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ，按照下式，对各电压扇区内下一时刻的电流进行预测：

其中,和分别为PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ在第k+1控制周期的预测值,σ_α1、σ_α2和σ_α0以及σ_β1、σ_β2和σ_β0分别为在静止两相αβ坐标轴系下某个电压扇区内的三个电压矢量所对应α、β轴电流的变化率，t₁、t₂和t₃分别是该三条电压矢量的作用时间。

A6)采用电网正序电压d轴定向方式和单位功率因数控制方式，将采集到的直流母线电压信号U_dc，以及直流母线电压的给定值按照下式，分别计算PWM变换器在同步旋转dq轴坐标系下输出电流基频分量的给定值5次谐波电流的给定值和7次谐波电流的给定值

其中，K_p1和τ_i1分别为控制系统中电压外环PI控制器的比例系数和积分时间常数；

A7)将步骤A6)中得到的PWM变换器各次输出电流的给定值和和分别经过各次的两相同步旋转dq坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，得到静止两相αβ坐标轴系下的各次电流给定值和和 和

A8)将步骤A7)得到的静止两相αβ坐标轴系下PWM变换器输出电流的给定值，以及步骤A5)所得到的PWM变换器在静止两相αβ坐标轴系下不同电压扇区输出电流给定值的预测值送入性能评估准则进行计算，将使得性能评估值达到最小的电压矢量组合作为第k+1控制周期的输出：

其中，eval为计算得到的性能评估值，为第k-1控制周期末电压矢量的开关状态，为为当前第k控制周期初电压矢量的开关状态，μ为协调开关频率与电流精准性的协调系数；

A9)将步骤A8)中确定的电压矢量组合，判断其所在电压扇区，根据下式，分别计算这两条非零电压矢量的作用时间t_1j、t_2j和一条零电压矢量的作用时间t_0j，并通过调制产生PWM驱动信号。

其中，T_s为控制周期，下标j表示该变量所处的电压扇区序号。

本发明在不增设硬件设备的前提下，实现了谐波电网电压条件下三相电压型PWM变换器的5、7次谐波电流抑制，在取得了良好的谐波电流抑制效果的同时，简化了系统控制器结构，并显著降低了系统的开关频率，有效提高了三相电压型PWM变换器在谐波电网电压下的综合性能和运行效益。

图3为电网三相线电压仿真波形及其FFT分析结果。从图3可以看出，电网电压存在严重的谐波分量，其FFT分析结果可知，电网电压由于存在5、7次谐波电压，THD达到了5.84％，图4为三相电压型PWM变换器在传统矢量控制策略下的三相线电流情况，在0.7s～0.9s之间矢量控制中未加入对谐波电流的控制，此阶段电流波形存在畸变，由图4(a)FFT分析可知，矢量控制未加入谐波控制时，电流也存在5、7次谐波分量，THD达到了3.18％，在0.9s时在矢量控制中加入对谐波电流的控制，三相电流正弦度明显变好，由图4(b)FFT分析可知，三相电流THD减小到了0.99％。在同样的谐波电压条件下，当采用本发明所提谐波控制策略时，三相电流波形如图5所示，三相电流的THD减小到了0.95％，所提谐波抑制策略的谐波电流抑制效果良好。由图6可知，矢量控制策略下，开关频率为5kHz，而在本发明所提控制策略下，虽然载波频率也为5kHz，但是等效开关频率大约只有3.3kHz，在保证了谐波电流抑制效果的同时，开关频率得到了有效降低。

最后需要说明的是，本发明的上述实例仅仅是为说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。尽管申请人参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化和变动。这里无法对所有的实施方式予以穷举。凡是属于本发明的技术方案所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (1)

1.一种适用于三相电压型PWM变换器的低开关频率谐波电流抑制方法，其特征在于，控制步骤如下：

A1)在第k控制周期内，分别采集交流电网三相电压信号e_gabc、PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc以及直流母线电压信号U_dc；

A2)将步骤A1)中采集到的电网三相电压信号e_gabc经过数字锁相环PLL后得到电网正序电压矢量的电角度θ_g和同步电角速度ω_e；

A3)将电网三相电压信号e_gabc经过静止三相abc坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，转换为静止两相αβ坐标轴系下的电压信号，即e_gα、e_gβ；

A4)将采集到的PWM变换器网侧三相电流信号i_gabc经过静止三相abc坐标轴系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换得到静止两相αβ坐标轴系下的电流i_gα、i_gβ；

A5)以SVPWM电压扇区划分为标准，作为电压矢量的分布图，根据步骤A4)采集到的静止两相αβ坐标轴系下当前时刻PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ，按照下式，对各电压扇区内下一控制周期的电流进行预测：

其中，和分别为PWM变换器网侧三相电流信号i_gα、i_gβ在第k+1控制周期的预测值，σ_α1、σ_α2和σ_α0以及σ_β1、σ_β2和σ_β0分别为在静止两相αβ坐标轴系下某个电压扇区内的三个电压矢量所对应α、β轴电流的变化率，t₁、t₂和t₀分别是该三条电压矢量的作用时间；

A6)采用电网正序电压d轴定向方式和单位功率因数控制方式，将采集到的直流母线电压信号U_dc，以及直流母线电压的给定值按照下式，分别计算PWM变换器在同步旋转dq轴坐标系下输出电流基频分量的给定值5次谐波电流的给定值和7次谐波电流的给定值

其中，K_p1和τ_i1分别为控制系统中电压环PI控制器的比例系数和积分时间常数；

A7)将步骤A6)中得到的PWM变换器各次输出电流的给定值和和和分别经过各次的两相同步旋转dq坐标系到静止两相αβ坐标轴系的恒功率坐标变换，得到静止两相αβ坐标轴系下的各次电流给定值和和 和

A8)将步骤A7)得到的静止两相αβ坐标轴系下PWM变换器输出电流的给定值，以及步骤A5)所得到的PWM变换器在静止两相αβ坐标轴系下不同电压扇区输出电流给定值的预测值送入性能评估准则进行计算，将使得性能评估值最小的电压矢量组合作为第k+1控制周期的输出：

其中，eval为计算得到的性能评估值，为第k-1控制周期末电压矢量对应的a、b、c三相桥臂的开关状态，为当前第k控制周期初电压矢量对应的a、b、c三相桥臂的开关状态，μ为协调开关频率与电流精准性的协调系数；

A9)将步骤A8)中确定的电压矢量组合，判断其所在电压扇区，根据下式，分别计算这两条非零电压矢量的作用时间t_1j、t_2j和一条零电压矢量的作用时间t_0j，并通过调制产生PWM驱动信号；

其中，T_s为控制周期，下标j表示该变量所处的电压扇区序号。