CN108418459A - 一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 - Google Patents
一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN108418459A CN108418459A CN201810229661.XA CN201810229661A CN108418459A CN 108418459 A CN108418459 A CN 108418459A CN 201810229661 A CN201810229661 A CN 201810229661A CN 108418459 A CN108418459 A CN 108418459A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- fault
- current
- circuit
- phase
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 68
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims abstract description 29
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 65
- 208000028659 discharge Diseases 0.000 claims description 31
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 14
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 36
- 230000008859 change Effects 0.000 description 18
- 238000003745 diagnosis Methods 0.000 description 18
- 230000006870 function Effects 0.000 description 8
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 7
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000011537 Coomassie blue staining Methods 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 2
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- 239000004743 Polypropylene Substances 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 238000009776 industrial production Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- -1 polypropylene Polymers 0.000 description 1
- 229920001155 polypropylene Polymers 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明涉及一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，包括：构建三相的电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；根据故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；获取电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；将每一相的对比结果与对应相的故障特征进行匹配，判断电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；将故障点所在相的输出侧与负载之间投入容错控制结构，使电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。本发明还涉及一种应用于上述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法的装置。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子器件故障诊断技术领域，特别是指一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置。
背景技术
逆变器是工业生产中的重要部件，结合滞环控制后的逆变器因其实现简单，电流响应快速，无需负荷参数等特点而在工业中得到了广泛的应用。研究表明，在电机变频调速系统中，逆变器的故障在所有故障中占据了主要成分，而逆变器故障通常是由于功率管的故障引起的。功率管短路故障通过在桥臂中串联快速熔断器可以转化为开路故障。所以，大多数功率管故障通常以开路故障的形式出现。如果某个功率管发生故障，其他功率管也会接连受到影响，从而有可能导致整个变流系统瘫痪，在某些情况下甚至还会给人身安全带来威胁。因此，研究一种实时快速高效的开路故障容错控制方法和装置是很有必要的。
由于电流滞环控制中输出电压并不具有规律性，难以观察记录，传统的基于电压信号进行的容错控制在该情况中并不具有适用性。且传统的容错控制方法存在对硬件的消耗成本过大，大量的计算和复杂的诊断过程对设备的数据存储空间与处理器的性能具有很高的要求，环节过多导致的在计算和处理的过程中出错的概率较高等问题。此外，特殊的运行环境或不可改动的系统结构也限制了额外传感器的安装。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置，能够实现对电流滞环控制的逆变器电路开路故障的快速高效的容错控制，使电路恢复正常。
基于上述目的本发明提供的一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，包括：
构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；
根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；
获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将每一相发生故障时的所述故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；
将所述每一相的对比结果与对应相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
将故障点所在相的输出侧与负载之间接入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。
在其中一个实施例中，所述故障模型包括上管故障模型以及下管故障模型；
所述根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征，包括：
根据所述上管故障模型分析获取上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述下管故障模型分析获取下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0。
在其中一个实施例中，所述上管故障模型包括
所述下管故障模型包括
其中，i0为输出电流，i*为指令电流，为负载惯性时间常数，L为负载侧的等效电感，R为负载侧的等效电阻，Io+为在上管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，Io-为在下管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，U0为电路切换状态前一瞬间的输出电压的瞬时值，为指令电流i*的正向最大值，为指令电流i*的负向最大值。
在其中一个实施例中，所述上管故障模型包括第一上管故障模型以及第二上管故障模型；
所述第一上管故障模型包括：
所述第二上管故障模型包括：
在其中一个实施例中，所述下管故障模型包括第一下管故障模型以及第二下管故障模型；
所述第一下管故障模型包括：
所述第二下管故障模型包括：
在其中一个实施例中，所述根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征，包括：
根据所述第一上管故障模型分析获取第一上管故障特征，根据所述第二上管故障模型分析获取第二上管故障特征，根据所述第一上管故障特征以及所述第二上管故障特征获得上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述第一下管故障模型分析获取第一下管故障特征，根据所述第二下管故障模型分析获取第二下管故障特征，根据所述第一下管故障特征以及所述第二下管故障特征获得下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
所述将所述故障信号与非故障信号进行对比，包括：将所述故障信号中故障发生的下一周期信号与非故障信号进行对比。
在其中一个实施例中，当三相中的任一相的所述输出电流i0发生畸变时，在所述输出电流i0的畸变处依次设置多个检测点，并判断多个所述检测点处的输出电流i0是否满足预设的第一阈值，若满足，则判断所述电流滞环控制的逆变器电路在该畸变处发生故障并获得所述故障信号；
在所述故障信号中故障发生的下一周期信号设置第二阈值，若所述故障信号中的所述输出电流i0满足所述第二阈值，则将所述故障信号与非故障信号进行对比，得到对比结果。
在其中一个实施例中，若所述对比结果与所述上管故障特征匹配，则所述三相中的任一相的所述的电流滞环控制的逆变器电路发生上管开路故障；若所述对比结果与所述下管故障特征匹配，则所述三相中的任一相的所述的电流滞环控制的逆变器电路发生下管开路故障。
在其中一个实施例中，所述容错控制结构通过继电器切换至所述故障点所在相的输出侧与负载之间，包括设置在逆变器的每一相的输出侧与负载之间的无极电容，由继电器控制是否接入逆变器中：当逆变器的电路正常工作时，无极电容所在的线路处于切断状态；当逆变器发生开路故障后，继电器将无极电容所在的线接入对应的相中，经过充放电，从而使电流恢复正常；
所述无极电容所在的两端电压为所述无极电容具有的能量为放电阶段所需能量为所选无极电容的容量满足式(14)(15)：
其中，Us为充电过程等效电路中的直流电压源，tc为单次充放电时间，τ2＝RC为RC负载时间常数，td为单次充放电时间，Z为放电电路等效阻抗。
本发明还提供了一种应用于上述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法的装置，包括：
构建模块，用于构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；
分析模块，用于根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；
对比模块，用于获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将每一相发生故障时的所述故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；
判断模块，用于将所述每一相的对比结果与对应相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
容错控制模块，用于将故障点所在相的输出侧与负载之间接入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常，所述容错控制结构包括无极电容，所述无极电容所在的两端电压为所述无极电容具有的能量为放电阶段所需能量为所选无极电容的容量满足式(14)(15)：
其中，Us为充电过程等效电路中的直流电压源，tc为单次充放电时间，τ2＝RC，RC为负载时间常数，td为单次充放电时间，Z为放电电路等效阻抗。
从上面所述可以看出，本发明提供的一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法与装置，通过构建三相中每一相的所述电流滞环控制的逆变器电路在发生开路故障时的故障模型并据此分析出故障特征，将获取的将所述故障信号与非故障信号进行对比，再将对比结果与故障特征进行匹配从而确定发生故障的特征点；针对所述电流滞环控制的逆变器的各相采用相同的诊断方法和诊断装置分别进行诊断，从而可以准确定位整个电流滞环控制的逆变器电路的故障点；再将故障点所在相的输出侧与负载之间投入容错控制装置，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。该方法能够在故障发生后的一个周期内快速定位故障点位置，并接入容错控制结构，投入后的三个周期内可使电流波形回复正常。具有容错控制速度快，简便易于实现等优点。
附图说明
图1为本发明实施例三相电流滞环控制逆变电路的工作原理图；
图2为本发明实施例三相电流滞环控制逆变电路的输出波形图；
图3为本发明实施例所述电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法的流程图；
图4为本发明实施例电流滞环控制逆变电路中的单相电路的简化图；
图5为本发明实施例电流滞环控制逆变电路中的单相电路在续流管导通时的等效电路图；
图6为本发明实施例电流滞环控制电路电流走向示意图；
图7为本发明实施例第一上管故障模型等效电路图；
图8为本发明实施例第一上管故障的故障情况输出电流波形图；
图9为本发明实施例第二上管故障模型等效电路图；
图10为本发明实施例第二上管故障的故障情况输出电流波形图；
图11为本发明实施例第一下管故障模型等效电路图；
图12为本发明实施例第一下管故障的故障情况输出电流波形图；
图13为本发明实施例第二下管故障模型等效电路图示意图；
图14为本发明实施例第二下管故障的故障情况输出电流波形图；
图15为本发明实施例三相桥式逆变电路模型示意图；
图16为本发明实施例三相桥式逆变电路中V1管发生a类故障时的A相电流波形及故障特征提取图；
图17为本发明实施例三相桥式逆变电路中V1管发生a类故障并进行容错控制的A相电流波形；
图18为本发明实施例容错控制结构充放电过程等效电路图；
图19为本发明另一实施例基于电流滞环控制的变流器故障实验原理图；
图20为本发明另一实施例开路故障实验输出电流波形及故障诊断图；
图21为本发明实施例环宽变化情况下开路故障实验电流波形图及故障诊断图；
图22为本发明实施例负载变化情况下开路故障实验电流波形图及故障诊断图；
图23为本发明实施例容错控制装置实验电流波形及故障诊断图；
图24为本发明实施例的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制装置的模块图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
需要说明的是，本发明实施例中所有使用“第一”和“第二”的表述均是为了区分两个相同名称非相同的实体或者非相同的参量，可见“第一”“第二”仅为了表述的方便，不应理解为对本发明实施例的限定，后续实施例对此不再一一说明。
为了便于理解本发明所述技术方案，首先对电流滞环控制逆变电路的工作原理进行分析。
电流滞环控制是一种闭环控制，其工作原理图如图1所示：Ud为直流电压源，i*为指令电流，i为实际输出电流的测量值即实际的输出电流，把两者的偏差值作为滞环比较器的输入，从而实现对功率器件Vn的开断进行控制，VDn为续流管(n＝1，2，…，6)，LX与RX为三相负载侧的RL负载(X＝A，B，C)。电路滞环控制电路的输出波形图如图2所示，即实际的输出电流i会对指令电流i*进行跟踪。
由于三相电流滞环控制逆变电路的每一相的结构完全一致，故在本发明中基于三相电流滞环控制逆变电路的每一相进行分析与诊断。
本发明实施例提出了一种电流滞环控制的逆变器容错控制方法，参照图3所示，包括：
S101，构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型。
S102，根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征。
S103，获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将所述故障信号与非故障信号进行对比，得到对比结果。
S104，将所述对比结果与同一相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
S105，将故障点所在相的输出侧与负载之间投入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。
其中，步骤S101中在构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型之前，需构建电流滞环控制的逆变电路的模型，构建过程请参阅图4。其中i*为指令电流，if为输出反馈电流，h为滞环比较器的单向环宽，L、R分别为负载侧的等效电感与电阻，输出电流为i0，输出电压为u0，当负载中包含反电动势时，分析方法以及结果相同。负载侧微分方程为
当上管V1导通时，u0＝U0，式(1)的解为
或
当VD2续流导通(为控制简单，此时给V2开通信号但由于其单向导通特性并无电流通过)时，由于电感L的存在从而电流不能突变，此时的电路相当于一个RL电路的零输出响应，等效电路图5所示，其中iL(t)为电感电流，uR(t)为电阻的电压，uL(t)为电感上的电压。
设开关切换前一瞬间电感电流瞬时值为iL(0_)＝Io+，则由基尔霍夫定律有电路的微分方程：
可得该方程的解为：
从而有
当下管V2导通，即u0＝-U0时，式(1)的解则为
或
同理当VD1续流导通(此时V1情况同上V2)时，设开关切换前一瞬间电感电流为iL(0_)＝Io-，则有
其中，为负载惯性时间常数；A为积分常数，由初始条件确定；为电流传输系数，在理论与仿真模式中默认为1；为输出反馈电流if的稳态最大值；U0，Io+，Io-均为电路切换状态前一瞬间的瞬时值。
图6为本发明实施例电流滞环控制电路的电流走向示意图。参照图6所示，图2中的电流跟踪过程中的上升阶段均可通过式(2)和(7)来描述，下降阶段均可通过式(5)和(6)来描述，其中，s＝i*-if，h为滞环比较器的环宽。
基于该电流滞环控制的逆变电路的模型，当IGBT发生开路故障时，若为上管故障如图1中的V1、V3、V5，则会影响该电路在跟踪指令电流i*处于正区间的效果，如果上管开路故障发生时实际输出电流i处于正区间内，由于电感L的存在使得电流不能突变，则它将从此刻下降至0(下降速度与电感L的值有关，具体下降过程与式(5)相对应)，直至指令电流i*处于负区间时才开始跟踪；如果其处于负区间内，则其在负区间内跟踪指令电流i*直至i*大于等于0，此时i在指令电流i*为正的区间内保持为0，直至指令电流i*处于负区间才恢复跟踪。而当下管故障，如图1中的V2、V4、V6，则影响该电路在跟踪指令电流i*处于负区间的效果，分析过程与正区间类似，结果相反，在此不做赘述。
由上述分析可知，所述故障模型包括上管故障模型以及下管故障模型；其中上管故障模型即为在上管V1、V3、V5发生开路故障时的故障模型，下管故障模型即为在下管V2、V4、V6发生开路故障时的故障模型。
所述上管故障模型为式(8)所示，所述下管故障模型为式(9)所示，其中，为输出电流，i*为指令电流，τ＝L/R为负载惯性时间常数，L为负载侧的等效电感，R为负载侧的等效电阻，Io+为在上管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，Io-为在下管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，U0为电路切换状态前一瞬间的输出电压的瞬时值，为指令电流i*的正向最大值，为指令电流i*的负向最大值。
为了便于分析，以本发明实施例电流滞环控制的逆变器电路的A相为例进行分析。
在本发明的一个实施例中，所述上管故障模型包括第一上管故障模型以及第二上管故障模型。
其中，第一上管故障模型为在故障发生时指令电流i*＞0的情况，即为第一上管故障。此时，逆变电路A相的等效电路图如图7所示。当V1刚发生开路故障时(即指令电流处于区间)，等效电路图如图7(a)所示，此时仅有续流管VD2处于续流导通状态，输出电流io将由故障发生时刻的瞬时电流值Io+下降至0，下降曲线斜率与负载有关，由上述数学模型的推导可知此类故障情况下有当指令电流i*下降至0以后，在指令电流为负的时候(即区间内)，等效电路如图7(b)所示，在此区间内V2与VD1处于正常工作状态，输出电流io正常追踪直流电流i*，从而此时输出电流io可由式(6)(7)表达；当指令电流在下一个周期再次回到i*为正的时候(即区间内)，此时等效电路如图7(c)所示，由于此时A相电路上下两管均处于断开状态，无法追踪A相指令电流，从而可知输出电流io(t)＝0。从而可知在第一上管故障情况下的输出电流io(t)数学模型(从故障时刻开始)为：
由Simulink仿真可得在V1发生第一上管故障开路故障时的三相逆变电路中A相输出电流波形如图8所示。在本实施例中，本发明实施例设置的第一上管故障情况发生时间为0.204s，故障发生点为图中圈处，在故障发生的第一个周期内，输出电流io将由此时输出电流瞬时值Io+下降至0并在指令电流i*依然为正的区间内保持为0，直至指令电流i*进入负区间，然后输出电流开始正常追踪指令电流，直到下一个周期开始，在指令电流为正的区间内输出电流保持为0，此后一直循环。同时由于上管发生故障时影响的是指令电流i*在正区间内的追踪效果，从而可以根据其受到影响的区间来对故障发生的具体位置进行判定，如图8所示由于在指令电流为正的区间内失去了追踪功能，从而可知上管发生了开路故障。由图8可知，第一上管故障情况下输出电流的波形与上述理论分析推导过程一致。
进一步，第二上管故障模型为在故障发生时指令电流i*＜0的情况，即为第二上管故障。此时逆变电路A相的等效电路图如图9所示，分析过程与第一上管故障相似，相当于跳过了第一个故障周期的第二上管故障特殊情况，其所包含的两个环节的等效电路如图9(a)(b)所示。该故障情况下的输出电流io(t)数学模型(从故障时刻开始)为
由Simulink仿真可得在V1发生第二上管故障开路故障时的三相逆变电路中A相输出电流波形如图10所示。
在该实施例中，所述下管故障模型包括第一下管故障模型以及第二下管故障模型。
其中，所述第一下管故障模型为在故障发生时i*＜0的情况，即为发生第一下管故障的情况时。此时，逆变电路A相的等效电路图如图11所示。第一下管故障分析过程与第一上管故障相同，但电流方向相反，结果相反。其所包含的三个环节的等效电路如图11(a)(b)(c)所示。从而可知在这种情况下的输出电流io(t)数学模型(从故障时刻开始)为：
由Simulink仿真可得在V2发生c类开路故障时的三相逆变电路中A相输出电流波形如图12所示。
进一步，所述第二下管故障模型为在故障发生时i*＞0的情况，即发生第二下管故障的情况。此时逆变电路A相的等效电路图如图12所示。该故障分析过程与第二上管故障相同，但电流方向相反，结果相反。其所包含的两个环节的等效电路如图13(a)(b)所示。该故障情况下的输出电流io(t)数学模型(从故障时刻开始)为：
由Simulink仿真可得在V2发生该类开路故障时的三相逆变电路中A相输出电流波形如图14所示。
根据上述基于数学模型与Matlab/Simulink仿真的分析可知，当电流滞环控制的逆变电路发生开路故障时，其输出电流波形存在一定具有规律性的畸变，其中最为明显且易于提取的特征值区段就在于io(t)＝0的这个区间内，利用这个故障特征能够准确快速地对故障相进行诊断发出报警，以保障系统运行的安全可靠性。并且数学模型与仿真模拟可以明显观察到上、下两管故障时的电流波形也是存在差异的，差异主要表现在追踪指令电流的方向上，因此本发明实施例根据故障所在周期的前四分之一个周期区域内的电流波形所处区间正负来对电路发生开路故障的具体位置进行判断。
具体分析结果包括：根据所述第一上管故障模型分析获取第一上管故障特征，根据所述第二上管故障模型分析获取第二上管故障特征，根据所述第一上管故障特征以及所述第二上管故障特征获得上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0。此时，若将故障发生的下一周期与非故障周期的电流波形作差，其差值为负。
根据所述第一下管故障模型分析获取第一下管故障特征，根据所述第二下管故障模型分析获取第二下管故障特征，根据所述第一下管故障特征以及所述第二下管故障特征获得下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0。此时，若将故障发生的下一周期与非故障周期的电流波形作差，其差值为正。
具体的，在比较时，也可以将故障发生的下一周期与故障发生的前一周期进行比较。
进一步，所述将所述故障信号与非故障信号进行对比，包括：将所述故障信号中故障发生的下一周期信号与非故障信号进行对比。
在本发明另一个实施例中，当所述输出电流i0发生畸变时，由于在设备中采集回的电流信号中干扰通常会造成输出电流幅值的波动，因此在所述输出电流i0的畸变处依次设置多个检测点，并判断多个所述检测点处的输出电流i0是否满足预设的第一阈值，若满足，则判断所述电流滞环控制的逆变器电路在该畸变处发生故障并获得所述故障信号。在一个具体的实施例中，第一阈值为输出电流幅值的p％，0＜p＜100。若这些检测点的输出电流i0均小于第一阈值，则可以认定该相发生了故障，避免误判。
更进一步的，同样由于在设备中采集回的电流信号中干扰通常会造成输出电流幅值的波动，在所述故障信号中故障发生的下一周期信号设置第二阈值，若所述故障信号中的所述输出电流i0满足所述第二阈值，则将所述故障信号与非故障信号进行对比，得到对比结果。在一个具体的实施例中，所述第二阈值为输出波形幅值q％，0＜q＜100。在故障发生后的第二周期，当输出电流i0满足所述第二阈值时，再进行对比获取最终的判断结果。
若所述对比结果与所述上管故障特征匹配，则该相所述的电流滞环控制的逆变器电路发生上管开路故障；若所述对比结果与所述下管故障特征匹配，则该相所述的电流滞环控制的逆变器电路发生下管开路故障。
上述实施例是针对电流滞环控制的逆变器电路的每一相进行开路故障诊断的方法，从而得到整个电流滞环控制的逆变器电路发生开路故障的故障点。在一个具体的实施例中，对每一相采用单独的方法和装置进行诊断并设置各自单独的故障警报系统。因此当电路出现开路故障时，会出现io(t)＝0的这一个特殊的区间，通过其可以判定故障所发生的相；再根据上述实施例所述的方法针对发生故障的相进行诊断，即可得知具体的故障点。
当诊断出具体的故障点后，可通过继电器在故障点处接入容错控制结构即无极电容。由于无极性电容在交流电下具有的通交流与储能特性，使其能在功率管发生开路故障时承担起故障线路的续航功能，来使故障点所在相的电流在三个周期左右恢复正常。
具体地，无极电容的容量需要在一个合理的范围内，既能满足放电阶段所需的能量，但又不能过大而导致电压变化过慢从而导致容错恢复的电流峰值达不到期望值。且电容器容量大小会影响电压变化率，从而在一定程度上影响容错控制后波形恢复的局部精度。针对充电过程，是一个零状态响应过程，基于基尔霍夫定律，由电路微分方程进行分析推导，得出电容器两端电压为针对放电过程，带电电容器所具有的能量为放电阶段所需能量为所选电容器容量需要同时满足下述式(14)(15)：
其中，td、tc分别为单次充放电时间；τ2＝RC为RC负载时间常数，Vc为电容器两端电压；Us为充电过程等效电路中的直流电压源；Z为放电电路等效阻抗。
为了便于理解上述技术方案，本发明提供了一个具体的实施例，如下：
本实施例所构建的三相桥式逆变电路模型如图15所示。图15中，V1～V6为IGBT，VD1～VD6是为了保证IGBT在续流阶段的系统稳定性而设置的续流二极管；电容C11～C14及电阻R11～R14为直流侧支撑电容的组成部分，功能为稳定直流输入电压；接触器KM2及电阻R10组成了直流侧缓冲电路，功能为在起始充电阶段限制输入电流实现对电路的缓冲；KM3及R15组成了放电电路，功能为在逆变器停止工作后释放支撑电容中所储存的电能；L1是输入电抗器；La～Lc输出滤波电感；Ca～Cc是无感电容。
在电路中每一相的上下两个IGBT处均增设了用以模拟开路故障的开关，从而可以很好地对各IGBT开路故障状态进行单独定点模拟。在此模型的基础上，本发明所提出的故障检测方法简单易行，不需要额外增加大量的设备与传感器，仅需要检测两相电流ia，ib并计算出第三相电流ic即可对故障状态进行在线监测，且当故障发生时能够在半个周期内对故障进行准确定位并发出警报，并通过继电器迅速接入容错装置无极电容。
若是V1发生开路故障i*＞0，则此时A相电流波形及故障特征提取图如图16所示。
步骤S201，获取所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障时的故障信号。具体的，V1发生开路故障时刻为0.204s，可以观察到输出电流波形在0.204s处开始发生畸变，不再正常追踪指令电流。
步骤202，当所述输出电流i0发生畸变时，在所述输出电流i0的畸变处依次设置多个检测点，并判断多个所述检测点处的输出电流i0是否满足预设的第一阈值。
对于故障特征的提取基于io(t)＝0这一特殊区间进行，由于在设备中采集回的电流信号中干扰通常会造成输出电流幅值2-3％波动，针对该区间在模型中设置了第一阈值为io(t)＜1.5(输出电流幅值的5％)检测点9个，时间间隔为0.0002s(百分之一个周期)，9个检测点都检测到io(t)＜1.5则输出高电平，则据此判定该电路发生了开路故障。通过该设置可以避免误判断，从而在故障发生后输出电流下降至零并保持了一定时间确定其发生了故障，才发出故障警报(即图16中0.208s处)。
步骤203，确定发生的相。
具体的，为了区分相之间的差别，针对每相进行数值放大处理，系统设置输出1表示A相故障，2表示B相故障，3表示C相故障，0表示正常。由于各相警报发出与否是基于各相的输出电流波形，而各相警报系统又是相互独立的，由此可以对开路故障所发生的相进行定位。
步骤204，确定故障点。
由发生故障的下一个故障周期的故障波形去判断失去追踪指令电流能力的方向，并发出故障定位警报，如即图16中0.223s处所示。
具体的，步骤204进一步包括：
将故障发生后的下一周期信号与非故障周期信号作差，根据差值与预先分析出的故障特征进行比较，从而确定具体的故障点。优选的，可以选择将故障发生后的下一周期信号与故障发生之前的一个周期的信号作差。
根据上述实施例的分析，由于上管故障特征为从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0，因此将故障发生后的下一周期信号与非故障周期信号作差后，其差值为负。而下管故障特征为从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0，因此将故障发生后的下一周期信号与非故障周期信号作差后，其差值为正。
根据上述故障特征的特点，在模型中设置了一个与自身波形作差的模块，模块设置延时一个周期，即输出波形与一个周期前的自己相减，若差值为负则输出1，反之输出2，1表示上管，2表示下管。这样即可判断出故障点的具体位置。
优选的，考虑到误报警的情况，设置了警报的第二阈值为输出波形幅值70％才会发出。从图中可知，在a类情况下从故障发生(0.204s)到发出警报并进行相定位(0.208s)仅用时0.004s(即五分之一个周期)，由于a类故障情况在第一个故障周期内难以准确判断失去追踪能力的方向，，从而需要在第二个故障周期内(0.223s)才能准确判断，用时0.019s(接近一个周期)。这样快速、准确的进行了故障点的定位。
请参阅图17，V1管在t1处发生开路故障，t2处时故障警报发出后，在检测出的故障所在A相的输出侧与负载之间通过继电器投入无极电容CA。无极电容CA的容量满足式(14)(15)，其中，无极电容具有的能量放电阶段所需能量无极电容所在的两端电压Us为充电过程等效电路中的直流电压源，tc为单次充放电时间，τ2＝RC为RC负载时间常数，td为单次充放电时间，Z为放电电路等效阻抗。
无极电容CA投入后，V2管开通，经由B、C相对电容器CA进行充电，具体的充电过程见图18(a)所示。电流自电源Ud处循环流动，沿数字标注1→2→3→4→5→6→7→8→9→10→1流动。应当说明的是，图18(a)中仅标出B相电流ib对电容器CA充电的路径，ib流向C相已作省略，C相电流ic对电容器CA充电与B相电流ib原理相同，在此不做赘述。
当电容器CA具有电能且V2管关断时，电容器CA开始进行放电。具体放电过程如图18(b)所示，电流沿数字标注1→2→3→4→5→6→7→8→9→10→1流动，自从而A相输出电流实现开路故障下的续航，从而使输出电流在三个周期左右基本恢复至正常波形。应该理解的是，图中仅标出放电电流iCA流经B相的路径，由于对C的路径原理相同所以省去路径标注。
本发明还提供了另一个具体的实施例，其实验原理图如图19所示。该实施例中主要设置三相桥式变流器箱、电子负载箱、dSPACE DS1007PPC Processor Board以及数个CBB60通过并联得到的无极电容。实施时，控制信号由dSPACE产生，经I/O接口传送至逆变器。相关的传感器信号由A/D接口进行传输。诊断模块对各相电流进行监测，并将数据送至计算机进行处理。主要的实验参数如表1所示，本实施例主要以V1、V2开路故障为例对本发明的容错方法进行验证。
本实施例中容错控制结构主体为无极电容，主要利用其的储能特性来应对开路故障完成续航，由无极电容所具备的无极性特性可知其在上管与下管故障时功能完全一致仅方向不同，具有对称性，故实验设置依然是以A相的a、b两类故障为例进行分析。
表1关键实验参数表
分别在V1、V2处设置第一上管故障、第二上管故障与第一下管故障、第二下管故障类型的开路故障对本发明实施例所提故障定位方法进行验证，诊断波形图如图20所示，诊断结果见表2。实验中采集监测各相电流，发生开路故障后针对相电流出现明显的故障特征进行诊断与定位。
表2故障定位代码表
以第一上管故障为例，参照图20(a)所示，故障发生在0.205s处，经过小半个周期后可对故障相经行定位，在一个周期内对故障管完成了定位，整个诊断过程能够控制在一个周期以内。在本实施例中各相各管都具有自身独立的诊断与独特的故障特征，且对故障特征的提取与判断设定了一定的阈值，并没有出现故障的误诊误报警情况，最后根据输出的高电平对比故障定位代码表(如表2所示)可查询到故障的功率管所在的位置。
基于电流滞环控制的变流器的开关频率在一定环宽下并不是一个定值，因为电流滞环控制的特殊性，其会在一定范围内波动，环宽越小，频率越高，环宽越大，频率越低，如图21(a)(b)所示依次为环宽设置为0.5A、1.0A条件下的故障特征提取图，从图中可以看到随着环宽的增大，输出电流波形精准度下降，跟踪能力变弱，出现明显的锯齿状波形，这都是开关频率下降的表现，但是本发明所采取的故障特征提取是基于io(t)＝0与失去追踪能力的方向两个明显的特征，环宽的变化对其影响不大，依然能很好的实现故障相报警以及故障管的定位功能，从而该方法对于环宽变化的适应性很强。
负载变化是实际应用中常见的一种情况，为验证本发明实施例方法对于负载变化的适应性能力，特设置了两组试验，第一组设置在0.168s时断开一组负载(原先两组一模一样的负载同时工作)，此时的故障特征提取图如图22(a)所示，由于电流滞环控制的控制目标是电流，在电感值能够承受的电流变化范围能对于负载的变化依然是能够实现对于指令电流的追踪效果，从而波形并没有太大的变化，对于故障的定位也不会产生影响；第二组依然是设置跳变在0.168s处，如图22(b)所示，此时提升了指令电流值，让输出电流取追踪变化了之后的指令电流，从而输出电流值也发生了变化，但是由于本文所提方法所需的故障特征值并不会因为电流幅值的改变而受影响，从而不会对故障相报警与故障管定位产生影响。由此可知本发明实施例所提方法不会受到负载变化的影响。
请参阅图23，其中图(a)和图(b)分别为a、b类故障的输出波形及诊断图，可以看到本实施例在故障诊断模块发出故障相报警时(即图中0.207s与0.197s)，对该故障相通过具有开关功能的继电器投入无极电容，无极电容加入以后并没有影响故障相警报与故障管定位功能，随后在四个周期左右的时间(0.08s)内输出电流波形基本恢复至正常水平且警报消除。
请参阅图本发明实施例还提供一种应用于上述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法的装置，包括：
构建模块11，用于构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；
分析模块12，用于根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；
对比模块13，用于获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将每一相发生故障时的所述故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；
判断模块14，用于将所述每一相的对比结果与对应相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
容错控制模块15，用于将故障点所在相的输出侧与负载之间接入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常，所述容错控制结构包括无极电容，无极电容设置在逆变器的每一相的输出侧与负载之间，由继电器控制是否接入逆变器中。当逆变器的电路正常工作时，无极电容所在的线路处于切断状态，由于该线路电压较低，不会影响逆变器的三相电路的正常运作。当逆变器发生开路故障后，继电器将无极电容所在的线接入对应的相中，经过充放电，从而使电流恢复正常。
优选的，所述故障模型包括上管故障模型以及下管故障模型；
所述根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征，包括：
根据所述上管故障模型分析获取上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述下管故障模型分析获取下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0。
所述上管故障模型包括
所述下管故障模型包括
其中，i0为输出电流，i*为指令电流，为负载惯性时间常数，L为负载侧的等效电感，R为负载侧的等效电阻，Io+为在上管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，Io-为在下管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，U0为电路切换状态前一瞬间的输出电压的瞬时值，为指令电流i*的正向最大值，为指令电流i*的负向最大值。
优选的，所述上管故障模型包括第一上管故障模型以及第二上管故障模型；
所述第一上管故障模型包括：
所述第二上管故障模型包括：
优选的，所述下管故障模型包括第一下管故障模型以及第二下管故障模型；
所述第一下管故障模型包括：
所述第二下管故障模型包括：
进一步，所述分析模块12还用于：根据所述第一上管故障模型分析获取第一上管故障特征，根据所述第二上管故障模型分析获取第二上管故障特征，根据所述第一上管故障特征以及所述第二上管故障特征获得上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述第一下管故障模型分析获取第一下管故障特征，根据所述第二下管故障模型分析获取第二下管故障特征，根据所述第一下管故障特征以及所述第二下管故障特征获得下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0。
进一步，所述对比模块13还用于：将所述故障信号中故障发生的下一周期信号与非故障信号进行对比。
进一步，当所述输出电流i0发生畸变时，在所述输出电流i0的畸变处依次设置多个检测点，并判断多个所述检测点处的输出电流i0是否满足预设的第一阈值，若满足，则判断所述电流滞环控制的逆变器电路在该畸变处发生故障并获得所述故障信号；
在所述故障信号中故障发生的下一周期信号设置第二阈值，若所述故障信号中的所述输出电流i0满足所述第二阈值，则将所述故障信号与非故障信号进行对比，得到对比结果。
进一步，所述判断模块还用于：若所述对比结果与所述上管故障特征匹配，则该相所述的电流滞环控制的逆变器电路发生上管开路故障；若所述对比结果与所述下管故障特征匹配，则该相所述的电流滞环控制的逆变器电路发生下管开路故障。
具体的，容错控制模块15中，无极电容可以为聚丙烯电容(CBB)，例如CBB60、CBB61以及CBB65等。无极电容的容量需要在一个合理的范围内，既能满足放电阶段所需的能量，但又不能过大而导致电压变化过慢从而导致容错恢复的电流峰值达不到期望值。且电容器容量大小会影响电压变化率，从而在一定程度上影响容错控制后波形恢复的局部精度。针对充电过程，是一个零状态响应过程，基于基尔霍夫定律，由电路微分方程进行分析推导，得出电容器两端电压针对放电过程，带电电容器所具有的能量放电阶段所需能量所以所选电容器容量需要同时满足下述式(14)(15)：
其中，td、tc分别为单次充放电时间；τ2＝RC为RC负载时间常数，Vc为电容器两端电压；Us为充电过程等效电路中的直流电压源；Z为放电电路等效阻抗。
综上所述，本发明提供的一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法与装置，通过构建三相中每一相的所述电流滞环控制的逆变器电路在发生开路故障时的故障模型并据此分析出故障特征，将获取的将所述故障信号与非故障信号进行对比，再将对比结果与故障特征进行匹配从而确定发生故障的特征点；针对所述电流滞环控制的逆变器的各相采用相同的诊断方法和诊断装置分别进行诊断，从而可以准确定位整个电流滞环控制的逆变器电路的故障点；再将故障点所在相的输出侧与负载之间投入容错控制装置，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。该方法能够在故障发生后的一个周期内快速定位故障点位置，并投入容错控制装置，投入后的三个周期内可使电流波形回复正常。具有容错控制速度快，简便易于实现；对于环宽变化的适应性强，且不受负载变化的影响等优点。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本发明难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本发明难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本发明的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本发明的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本发明。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
尽管已经结合了本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。
本发明的实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，包括：
构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；
根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；
获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将每一相发生故障时的所述故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；
将所述每一相的对比结果与对应相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
将故障点所在相的输出侧与负载之间接入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常。
2.根据权利要求1所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，
所述故障模型包括上管故障模型以及下管故障模型；
所述根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征，包括：
根据所述上管故障模型分析获取上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述下管故障模型分析获取下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0。
3.根据权利要求2所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，所述上管故障模型包括
所述下管故障模型包括
其中，i0为输出电流，i*为指令电流，为负载惯性时间常数，L为负载侧的等效电感，R为负载侧的等效电阻，Io+为在上管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，Io-为在下管故障时电路切换状态前一瞬间的输出电流的瞬时值，U0为电路切换状态前一瞬间的输出电压的瞬时值，为指令电流i*的正向最大值，为指令电流i*的负向最大值。
4.根据权利要求3所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，所述上管故障模型包括第一上管故障模型以及第二上管故障模型；
所述第一上管故障模型包括：
所述第二上管故障模型包括：
5.根据权利要求4所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，所述下管故障模型包括第一下管故障模型以及第二下管故障模型；
所述第一下管故障模型包括：
所述第二下管故障模型包括：
6.根据权利要求5所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，所述根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征，包括：
根据所述第一上管故障模型分析获取第一上管故障特征，根据所述第二上管故障模型分析获取第二上管故障特征，根据所述第一上管故障特征以及所述第二上管故障特征获得上管故障特征，所述上管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为正的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
根据所述第一下管故障模型分析获取第一下管故障特征，根据所述第二下管故障模型分析获取第二下管故障特征，根据所述第一下管故障特征以及所述第二下管故障特征获得下管故障特征，所述下管故障特征包括：从故障发生的下一周期，在所述指令电流i*为负的每一个区间内，所述输出电流i0为0；
所述将所述故障信号与非故障信号进行对比，包括：将所述故障信号中故障发生的下一周期信号与非故障信号进行对比。
7.根据权利要求6所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，当三相中的任一相的所述输出电流i0发生畸变时，在所述输出电流i0的畸变处依次设置多个检测点，并判断多个所述检测点处的输出电流i0是否满足预设的第一阈值，若满足，则判断所述电流滞环控制的逆变器电路在该畸变处发生故障并获得所述故障信号；
在所述故障信号中故障发生的下一周期信号设置第二阈值，若所述故障信号中的所述输出电流i0满足所述第二阈值，则将所述故障信号与非故障信号进行对比，得到对比结果。
8.根据权利要求7所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，若所述对比结果与所述上管故障特征匹配，则所述三相中的任一相的所述的电流滞环控制的逆变器电路发生上管开路故障；若所述对比结果与所述下管故障特征匹配，则所述三相中的任一相的所述的电流滞环控制的逆变器电路发生下管开路故障。
9.根据权利要求1至8任意一项所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法，其特征在于，所述容错控制结构通过继电器切换至所述故障点所在相的输出侧与负载之间，包括设置在逆变器的每一相的输出侧与负载之间的无极电容，由继电器控制是否接入逆变器中：当逆变器的电路正常工作时，无极电容所在的线路处于切断状态；当逆变器发生开路故障后，继电器将无极电容所在的线接入对应的相中，经过充放电，从而使电流恢复正常；
所述无极电容所在的两端电压为所述无极电容具有的能量为放电阶段所需能量为所选无极电容的容量满足式(14)(15)：
其中，Us为充电过程等效电路中的直流电压源，tc为单次充放电时间，τ2＝RC为RC负载时间常数，td为单次充放电时间，Z为放电电路等效阻抗。
10.一种应用于权利要求1至9任一项所述的电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法的装置，其特征在于，包括：
构建模块，用于构建三相的所述电流滞环控制的逆变器电路中每一相在发生开路故障时的故障模型；
分析模块，用于根据所述故障模型分析获取每一相发生开路故障时的故障特征；
对比模块，用于获取所述电流滞环控制的逆变器电路的每一相发生故障时的故障信号，将每一相发生故障时的所述故障信号与非故障信号进行对比，得到每一相的对比结果；
判断模块，用于将所述每一相的对比结果与对应相的所述故障特征进行匹配，判断所述电流滞环控制的逆变器电路发生故障的故障点；
容错控制模块，用于将故障点所在相的输出侧与负载之间接入容错控制结构，使所述电流滞环控制的逆变器电路恢复正常，所述容错控制结构包括无极电容，所述无极电容所在的两端电压为所述无极电容具有的能量为放电阶段所需能量为所选无极电容的容量满足式(14)(15)：
其中，Us为充电过程等效电路中的直流电压源，tc为单次充放电时间，τ2＝RC，RC为负载时间常数，td为单次充放电时间，Z为放电电路等效阻抗。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810229661.XA CN108418459B (zh) | 2018-03-20 | 2018-03-20 | 一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810229661.XA CN108418459B (zh) | 2018-03-20 | 2018-03-20 | 一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN108418459A true CN108418459A (zh) | 2018-08-17 |
| CN108418459B CN108418459B (zh) | 2020-07-03 |
Family
ID=63133054
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810229661.XA Expired - Fee Related CN108418459B (zh) | 2018-03-20 | 2018-03-20 | 一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN108418459B (zh) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109164342A (zh) * | 2018-08-23 | 2019-01-08 | 中南大学 | 一种三相逆变器开路故障的诊断方法、装置及电子设备 |
| CN109541337A (zh) * | 2018-10-16 | 2019-03-29 | 苏州汇川技术有限公司 | 变频器故障检测方法、系统、设备及计算机可读存储介质 |
| CN109738778A (zh) * | 2019-01-29 | 2019-05-10 | 中南大学 | 逆变器开路诊断方法、装置、终端设备及计算机可读介质 |
| CN110794285A (zh) * | 2019-10-18 | 2020-02-14 | 淮安中科晶上智能网联研究院有限公司 | 一种全桥开关电路状态检测电路及方法 |
| CN112068033A (zh) * | 2020-09-02 | 2020-12-11 | 河北工业大学 | 基于1/6周期电流的逆变器功率管开路故障在线辨识方法 |
| CN113759289A (zh) * | 2021-08-13 | 2021-12-07 | 上海电力大学 | 三电平buck-boost变流器开路故障鲁棒检测方法及装置 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103560689A (zh) * | 2013-10-31 | 2014-02-05 | 辽宁工程技术大学 | 一种利用冗余电压矢量实现中压级联statcom容错控制的方法 |
| CN203722505U (zh) * | 2014-02-17 | 2014-07-16 | 南通大学 | 容错运行的风力发电机组的模块化功率变换器 |
| CN105305801A (zh) * | 2015-11-30 | 2016-02-03 | 郑州轻工业学院 | 一种模块式冷冗余航空电力转换器拓扑结构 |
| CN106655272A (zh) * | 2017-01-16 | 2017-05-10 | 湖南大学 | 抑制故障瞬时冲击电流型虚拟同步逆变器及其控制方法 |
| CN107425744A (zh) * | 2017-07-10 | 2017-12-01 | 南京航空航天大学 | 逆变器的输出波形改善和低损耗短路运行的控制方法 |
| CN107749625A (zh) * | 2017-11-30 | 2018-03-02 | 辽宁工程技术大学 | 同步旋转坐标系下的apf滞环svpwm容错控制方法 |
-
2018
- 2018-03-20 CN CN201810229661.XA patent/CN108418459B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103560689A (zh) * | 2013-10-31 | 2014-02-05 | 辽宁工程技术大学 | 一种利用冗余电压矢量实现中压级联statcom容错控制的方法 |
| CN203722505U (zh) * | 2014-02-17 | 2014-07-16 | 南通大学 | 容错运行的风力发电机组的模块化功率变换器 |
| CN105305801A (zh) * | 2015-11-30 | 2016-02-03 | 郑州轻工业学院 | 一种模块式冷冗余航空电力转换器拓扑结构 |
| CN106655272A (zh) * | 2017-01-16 | 2017-05-10 | 湖南大学 | 抑制故障瞬时冲击电流型虚拟同步逆变器及其控制方法 |
| CN107425744A (zh) * | 2017-07-10 | 2017-12-01 | 南京航空航天大学 | 逆变器的输出波形改善和低损耗短路运行的控制方法 |
| CN107749625A (zh) * | 2017-11-30 | 2018-03-02 | 辽宁工程技术大学 | 同步旋转坐标系下的apf滞环svpwm容错控制方法 |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109164342A (zh) * | 2018-08-23 | 2019-01-08 | 中南大学 | 一种三相逆变器开路故障的诊断方法、装置及电子设备 |
| CN109164342B (zh) * | 2018-08-23 | 2021-01-01 | 中南大学 | 一种三相逆变器开路故障的诊断方法、装置及电子设备 |
| CN109541337A (zh) * | 2018-10-16 | 2019-03-29 | 苏州汇川技术有限公司 | 变频器故障检测方法、系统、设备及计算机可读存储介质 |
| CN109541337B (zh) * | 2018-10-16 | 2021-02-19 | 苏州汇川技术有限公司 | 变频器故障检测方法、系统、设备及计算机可读存储介质 |
| CN109738778A (zh) * | 2019-01-29 | 2019-05-10 | 中南大学 | 逆变器开路诊断方法、装置、终端设备及计算机可读介质 |
| CN109738778B (zh) * | 2019-01-29 | 2021-08-24 | 中南大学 | 逆变器开路诊断方法、装置、终端设备及计算机可读介质 |
| CN110794285A (zh) * | 2019-10-18 | 2020-02-14 | 淮安中科晶上智能网联研究院有限公司 | 一种全桥开关电路状态检测电路及方法 |
| CN110794285B (zh) * | 2019-10-18 | 2021-06-22 | 淮安中科晶上智能网联研究院有限公司 | 一种全桥开关电路状态检测电路及方法 |
| CN112068033A (zh) * | 2020-09-02 | 2020-12-11 | 河北工业大学 | 基于1/6周期电流的逆变器功率管开路故障在线辨识方法 |
| CN112068033B (zh) * | 2020-09-02 | 2024-03-26 | 河北工业大学 | 基于1/6周期电流的逆变器功率管开路故障在线辨识方法 |
| CN113759289A (zh) * | 2021-08-13 | 2021-12-07 | 上海电力大学 | 三电平buck-boost变流器开路故障鲁棒检测方法及装置 |
| CN113759289B (zh) * | 2021-08-13 | 2024-04-23 | 上海电力大学 | 三电平buck-boost变流器开路故障鲁棒检测方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN108418459B (zh) | 2020-07-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN108418459B (zh) | 一种电流滞环控制的逆变器开路故障容错控制方法和装置 | |
| CN106885966B (zh) | 一种mmc功率器件开路故障诊断方法 | |
| EP2439827B1 (en) | System for detection of a ground fault in a high resistance ground network | |
| US8552849B2 (en) | System and method for power supply testing | |
| CN107589335A (zh) | 一种mmc子模块功率管开路故障的诊断方法 | |
| CN109655703B (zh) | 并联功率模块的自检方法、装置、设备及存储介质 | |
| Jain et al. | Fault diagnosis via PV panel-integrated power electronics | |
| CN111796196B (zh) | Buck变换器故障检测方法 | |
| CN103701303A (zh) | 具有可测性功能的开关电源及测试方法 | |
| CN114270198A (zh) | 一种绝缘电阻检测电路、方法、装置及其存储介质 | |
| CN108037403B (zh) | 一种电流滞环控制的逆变器开路故障诊断方法和装置 | |
| CN109459633B (zh) | 直流输电换流阀晶闸管级回路故障诊断方法及装置及系统 | |
| Sirat et al. | In-situ ultrafast sensing techniques for prognostics and protection of SiC devices | |
| Chen et al. | A fuzzy logic approach for fault diagnosis and recovery in PHEV and EV chargers | |
| Qaedi et al. | Evaluation of various fault detection methods in non-Isolated single switch DC-DC converters | |
| Strobl et al. | Refined fault detection in LVDC-grids with signal processing, system identification and machine learning methods | |
| CN114337342B (zh) | 模块化多电平变换器子模块故障检测定位方法及装置 | |
| CN113315364B (zh) | 一种供电系统及控制方法 | |
| Jessen et al. | Sensor fault detection for line regulating converters supplying constant power loads in DC microgrids | |
| CN109672322A (zh) | 开关变换器的检测电路和控制电路 | |
| CN112688581B (zh) | 一种模块化多电平变换器的传感器故障综合诊断及穿越方法 | |
| Zhang et al. | Matrix converter open circuit fault diagnosis with asymmetric one zero SVM | |
| CN113985174A (zh) | 一种三相变流器功率器件开路故障诊断方法 | |
| CN203881857U (zh) | 一种气体激光器故障检测系统 | |
| Al-Sheikh et al. | Condition monitoring of bidirectional dc-dc converter for hybrid electric vehicles |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20201119 Address after: 410012 Yuelu District, Changsha City, Hunan Province Patentee after: CENTRAL SOUTH University Patentee after: CRRC Qiqihar Rolling Stock Co.,Ltd. Address before: 410012 Central South University, Changsha, Hunan, Yuelu District Patentee before: CENTRAL SOUTH University |
|
| TR01 | Transfer of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20200703 Termination date: 20210320 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |