CN108400720A - 交错反激式逆变器控制方法及控制电路、电源系统 - Google Patents

交错反激式逆变器控制方法及控制电路、电源系统 Download PDF

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Abstract

一种交错反激式逆变器控制方法，其包括：步骤一、分别获取交错反激式逆变器中第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流，对应得到第一电流信号和第二电流信号；步骤二、在电流连续模式下，利用预设滑模控制模型，根据第一电流信号和第二电流信号生成对应于第一反激变换器的第一占空比信号和对应于第二反激变换器的第二占空比信号，其中，预设滑模控制模型基于四阶模型构建得到。本方法采用了连续滑模均流控制的方式，相较于现有技术，本方法能够实现电流均分控制，并且具有更强的抗干扰能力。

Description

交错反激式逆变器控制方法及控制电路、电源系统
技术领域
本发明涉及光伏技术领域，具体地说，涉及一种交错反激式逆变器控制方法、交错式逆变器控制电路以及电源系统。
背景技术
进入工业化的21世纪以后，中国经济的飞速发展使得各种依赖能源进行生产生活的部门增加了对电力供应的需求程度，某些重要部门或关键岗位的电力供给一旦中断，常常会带来难以估计的后果。
发电厂、变电站及电建工地现场常常需要进行各种安装调试或测试，此过程中需要稳定可靠、电能质量高的各种交流电源和直流电源。在无市电或发电机缺乏燃料而中断时，可能将直接导致重要装备因缺乏电力而无法操作，或是导致一些紧急的夜间任务因无电力照明而无法实施，或是导致重要的通信设施因没有电源而无法进行重要情报的传达等等。
然而，现场作业情况复杂多变，工作现场就地采接结电源极不方便，因此常常在运行设备中接取电源，这种方式不仅工作效率低，还存在很大的安全隐患。同时，由于在某些场合甚至没有市电(例如新建的电厂和变电站，或者变电站故障抢修时)，因此必须自带电源进行调试或测试。
能源作为经济、文化以及各种社会活动的主要动力来源，在人类社会的飞速发展进程中担当着重要角色。在最近两个世纪中，化石能源是众多可利用的能源中最主要的来源。
但是随着人类对其需求的不断加大，化石能源储量急剧下降，日趋枯竭，加之煤、石油的过分燃烧，向大气中排放大量二氧化硫，从而带来的大气污染问题和温室效应的后果不容小觑。长此以往，不到百年，地球的生态平衡会遭到极度的、不可逆的破坏，化石能源消耗殆尽，人类无法再在地球上居住。因此，可再生绿色能源的开发成为了解决能源需求和环境问题的首要途径，也成为世界各国争相发展和研究的焦点。
纵观可再生能源的诸多种类，太阳能由于储量巨大、安全、环保等优势被公认为各类新能源中最具开发潜力的能源。因此利用取之不尽用之不竭的太阳能能源作为便携式电子充电设备的能量来源非常实用。
迄今为止，对太阳能电源的拓扑结构和控制策略进行了大量的研究，其中反激拓扑结构因其结构简单、成本低、可靠性高而引起了人们的极大兴趣。反激拓扑结构不仅允许每个光伏模块单独操作，而且能够减少各个光伏模块之间不匹配所造成的功耗。此外，交错反激式结构不仅可以降低系统的损耗，减小电流纹波，还可以防止单点故障，提供即插即用的功能。
交错反激式结构的工作模式分为两种：电流断续模式(DCM)和电流连续模式(CCM)。相比较于DCM，工作在CCM模式的系统具有低电流应力、开关频率低和效率高等优点，但是在CCM工作模式，系统的输入到输出的交流电流传递函数中存在右半平面(right halfplane，简称RHP)零点，输出电流不容易控制。
在现有的交错反激变换器调制控制策略中，常用的方法就是前馈、反馈控制结合控制，前馈控制为系统提供稳态占空比，反馈控制使输出信号动态跟踪参考信号。
常用的反馈控制方法有PI控制、RC控制、QR控制以及迭代学习控制等等。这些反馈控制方法一般用于控制输出电流，从而保证输出电流的良好动态性能。其中，比例积分(PI)控制器在动态响应快时具有很高的性能，当出现扰动具有鲁棒性。但是当跟踪正弦参考时，比例积分控制器不能实现无差跟踪，且容易受到扰动的影响。而且，传统的PI控制不能解决拓扑结构参数差异所造成的输出不平衡问题。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供了一种交错反激式逆变器控制方法，所述方法包括：
步骤一、分别获取交错反激式逆变器中第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流，对应得到第一电流信号和第二电流信号；
步骤二、在电流连续模式下，利用预设滑模控制模型，根据所述第一电流信号和第二电流信号生成对应于所述第一反激变换器的第一占空比信号和对应于所述第二反激变换器的第二占空比信号，其中，所述预设滑模控制模型基于四阶模型构建得到。
根据本发明的一个实施例，所述预设滑模控制模型包括滑模面和扰动观测器，其中，所述滑模面为：
e＝[e1 e2]T
所述扰动观测器为：
其中，表示扰动观测器，λ表示滑模系数矩阵，F表示传输矩阵，e1表示第一反激变换器的电流跟踪误差，e2表示第二反激变换器的电流跟踪误差，ρ表示对角误差观测增益，κ表示限制滑模面积分的增益矩阵，S表示滑模面，和分别表示第一调制占空比d1和第二调制占空比d2的扰动观测值，Γ表示选取滑模面的积分项仅与各自观测扰动值相关的传输矩阵。
根据本发明的一个实施例，在所述步骤二中，采用IP参数对所述预设滑模控制模型的滑模面的收敛速度进行调节。
根据本发明的一个实施例，在所述预设滑模控制模型中，滑模控制律为：
u＝[d1 d2]T
Iref＝[I1ref I2ref]T
x＝[im1 im2]T
S＝λ3×3·F3×2·e2×1
e＝[e1 e2]T
ρ表示对角位置观测增益，κ表示限制滑模面积分的增益矩阵，S表示滑模面，λ表示滑模系数，d1和d2分别表示第一反激变换器的调制占空比和第二反激变换器的调制占空比，im1和im2分别表示第一反激变换器和第二反激逆变器的初级电流，R1、R2、K、k1和k2均表示计算系数，I1ref和I2ref分别表示第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流的参考信号，Lm1和Lm2分别表示第一反激变换器和第二反激变换器的初级励磁电感。
根据本发明的一个实施例，所述方法还包括：
步骤三、分别根据所述第一占空比信号和第二占空比信号生成第一反激变换器控制信号和第二反激变换器控制信号，并对应传输至所述第一反激变换器和第二反激变换器，以实现所述一反激变换器和第二反激变换器的电流均分控制。
根据本发明的一个实施例，所述方法还包括：
步骤四、获取所述交错反激式逆变器中逆变电路的输出电压信号，并根据所述输出电压信号生成相应的逆变控制信号，并将所述逆变控制信号传输至所述逆变电路。
本发明还提供了一种交错反激式逆变器控制电路，其采用如上任一项所述的方法对交错反激式逆变器进行控制。
本发明还提供了一种电源系统，所述系统包括：
交错反激式逆变器，其用于与外部直流电源连接，能够将所述外部直流电源所提供的直流电转换为相应的交流电；
如上所述的交错反激式逆变器控制电路，其与所述交错反激式逆变器连接，用于控制所述交错反激式逆变器的运行状态。
根据本发明的一个实施例，所述系统还包括：
直流电压变换装置，其用于与所述外部直流电源连接，能够对所述外部直流电源所提供的直流电进行电压变换。
根据本发明的一个实施例，所述系统还包括：
整流装置，其用于与外部交流电源连接，能够对所述外部交流电源所提供的交流电进行整流，得到相应的直流电；
第一切换装置，其第一输入端与所述整流装置连接，第二输入端与所述外部直流电源连接，输出端与所述直流电压变换装置连接，用于根据接收到的控制信号将自身输出端与第一输入端或第二输入端之间的电连接导通。
本发明所提供的电源系统采用了交错反激式拓扑结构，并且电流连续模式控制方法建立了系统的二阶模型。针对现有方法所存在的由系统拓扑结构参数不平衡以及非参数造成的系统不平衡的问题，本发明所提供的电源系统采用了连续滑模均流控制的方式，其算法由无切换条件的李雅普诺夫函数推导得到，相较于现有技术，本系统能够实现电流均分控制，并且具有更强的抗干扰能力。同时，本系统通过控制变压器侧电流实现了电流的正弦波的输出，降低了电流的谐波失真。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：
图1是根据本发明一个实施例的电源系统的结构示意图；
图2是根据本发明一个实施例的充电控制装置实现储能装置的充放电控制的流程示意图；
图3是根据本发明一个实施例的交错反激式逆变器的结构示意图；
图4至图7是根据本发明一个实施例的交错反激式逆变器在一个开关周期稳态工作时相应的工作模式图；
图8是根据本发明一个实施例的直流电源的二阶等效电路示意图；
图9是根据本发明一个实施例的PI控制器补偿前后的Bode图；
图10是根据本发明一个实施例的PI控制器的控制框图；
图11是根据本发明一个实施例的交错反激式逆变控制电路的控制框图；
图12是根据本发明一个实施例的交错反激式逆变器控制方法的实现流程示意图。
具体实施方式
以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。
同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。
另外，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
本发明提供了一种新的电源系统，该电源系统优选地为便携式光伏电源。便携式光伏电源是一个离网的光伏发电系统，其输出电能可以直接提供给本地负载。该这种独立的光伏发电系统特别适合作为不便于架设输电线路的偏远山区或者户外作业的应急电源，以作为民用、军用和户外医疗的电力后备。
图1示出了本实施例所提供的电源系统的结构示意图。
如图1所示，本实施例所提供的电源系统100能够与外部直流电源101连接，以接收外部直流电源101所提供的直流电。本实施例中，外部直流电源101优选地为光伏发电装置，当阳光照射到薄膜太阳能电池板时，薄膜太阳能电池板基于光电伏特效应而产生一定的直流电。当然，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，外部直流电源101还可以为其它合理电源，本发明不限于此。
本实施例中，外部直流电源101所提供的直流电可以作为电源系统100的主要输入，电源系统100在接收到外部直流电源101所提供的直流电后，会根据该直流电来生成相应的直流电或交流电，以提供给后续的直流用电器件或交流用电器件。
本实施例中，由于外部直流电源101采用了光伏发电装置，因此该电源系统会寻找光伏发电装置的最大功率点，最后再经过相应的直流电压变换或者逆变转换来得到所需要的直流电或交流电。例如，通过对光伏发电装置所提供的直流电进行DC/DC变换来得到常用的直流电(例如5V、12V、24V和/或0～220V可调的直流电)，通过对光伏发电装置所提供的直流电进行DC/AC变换来得到所需要的交流电(例如220V交流电等)。
由于本实施例所提供的电源系统100所连接的外部直流电源为光伏发电装置，因此该整流电源系统100也就可以在晴天或是多云等环境下来利用光伏发电装置所提供的电能产生相应的直流电或交流电。同时，可选地，该电源系统100还可以包含储能装置102和充电控制装置103。其中，充电控制装置103连接在外部直流电源101与充电控制装置103之间，这样充电控制装置103也就可以将富余的电能传输至储能装置102，来由储能装置102进行存储，这样该电源系统100也就可以在夜晚或雨天等光伏发电装置无法有效提供电能的环境下利用储能装置102所存储的电能来向外部供电。
图2示出了本实施例中充电控制装置103实现储能装置102的充放电控制的流程示意图。
如图2所示，本实施例中，充电控制装置103在对储能装置102进行充放电时，首先会在步骤S201中获取储能装置102的电压信号和电流信号，并在步骤S202中根据上述电压信号和电流信号来计算得到储能装置102的荷电状态(State of Charge，简称SOC)，SOC也即剩余电量。
在得到储能装置102的SOC值后，充电控制装置103会在步骤S203中判断该SOC值是否小于第一预设限值。其中，如果储能装置102当前的SOC值小于第一预设限值，那么则表示储能装置102可能存在过放电的问题，因此此时充电控制装置103会在步骤S204中对储能装置102进行过放检测，并对储能装置102进行激活充电操作。
如果储能装置102当前的SOC值不小于第一预设限值，或是在对储能装置102进行激活充电过程中，充电控制装置103则会在步骤S205中进一步判断储能装置102当前的SOC值是否大于第二预设限值。其中，如果储能装置102当前的SOC值大于第二预设限值，那么则表示储能装置102可能存在过充电的问题，因此此时充电控制装置103也就会在步骤S206中对储能装置102进行过充检测并停止充电操作，随后再在步骤S207中对所存储的储能装置的SOC值进行更新。
而如果储能装置102当前的SOC值不大于第二预设限值，那么充电控制装置103将会在步骤S207中对所存储的储能装置的SOC值进行更新，并在需要的情况下继续对储能装置102进行充电。
当然，在本发明的其它实施例中，充电控制装置103还可以采用其它合理的方式来对储能装置102进行充电，本发明不限于此。
光伏发电装置等外部直流电源所提供的电能为直流电，为了实现并网发电也就需要将上述直流电转换为相应的交流电。针对该问题，再次如图1所示，本实施例所提供的电源系统优选地利用交错反激式逆变器104以及交错反激式逆变器控制电路105来实现对外部直流电源101所提供的直流电的逆变转换。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器104优选地与充电控制装置103连接，其能够接收充电控制装置103所传输来的外部直流电源101所提供的直流电，并在交错反激式逆变器控制电路105的控制下将该直流电转换为相应的交流电来向外传输。当然，交错反激式逆变器104可以接收充电控制装置103所传输来的储能装置102所提供的直流电。
需要指出的是，在本发明的不同实施例中，交错反激式逆变器104所产生的交流电可以根据实际需要配置为不同幅值和/或频率的交流电，本发明不限于此。例如，在本发明的一个实施例中，交错反激式逆变器104所生成的交流电可以为50Hz、220V的交流电。
图3示出了本实施例中交错反激式逆变器104的结构示意图。
如图3所示，本实施例中，交错反激式逆变器104采用了两级逆变结构，即包括DC-DC级和DC-AC级，前级由交错并联反激电路实现DC-DC升压，后级采用逆变全桥实现DC-AC变换，最后通过CL滤波器滤除掉高频谐波后输出(例如并网输出)。
该交错反激式逆变器104优选地包括：解耦电容Cpv、两组结构相同的反激变换器(即第一反激变换器和第二反激变换器)、逆变电路和输出滤波电路。其中，解耦电容Cpv能够将外部直流电源101所提供的电压Vpv进行解耦后传输至与之连接的两组反激变换器。
本实施例中，第一反激变换器包括：第一初级励磁电感Lm1、第一电阻Rρ1、第一开关器T1、第一变压器、第二电阻Rs1和第一二极管D1。其中，第一初级初级励磁电感Lm1与第一电阻Rρ1串联形成的电路与第一变压器的原边并联，第一变压器的原边的一端与充电控制装置103的输出端正极连接，用于接收充电控制装置103所传输来的直流电，另一端与第一开关器T1的一端连接。第一开关器T1的另一端与充电控制装置103的输出端负极连接。第二电阻Rs1的一端与第一变压器的副边的一端连接，另一端与第一二极管D1的正极连接，第一二极管D1的负极形成第一反激变换器的输出端正极。第一变压器的副边的另一端形成第一反激变换器的输出端负极。
第二反激变换器与第一反激变换器并联，其结构与第一反激变换器的结构相同，故在此不再对第二反激变换器的具体的结构进行赘述。
图4至图7示出了本实施例中交错反激式逆变器在一个开关周期稳态工作时相应的工作模式图。如图4所示，当第一开关器T1闭合、第二开关器T2关断时，第一二极管D1反向截止而第二二极管D2正向导通；如图5所示，当第一开关器T1关断、第二开关器T2闭合时，第一二极管D1正向导通而第二二极管D2反向截止；如图6所示，当第一开关器T1闭合、第二开关器T2闭合时，第一二极管D1反向截止且第二二极管D2反向截止；如图7所示，当第一开关器T1关断、第二开关器T2关断时，第一二极管D1正向导通且第二二极管D2正向导通。
本实施例中，交错反激式逆变器优选地工作在CCM模式。其中，如果稳态占空比大于0.5，那么在一个开关周期内交错反激式逆变器的电流流动形式为图6→图5→图6→图4；如果稳态占空比小于0.5，那么在一个开关周期内交错反激式逆变器的电流流动形式为图7→图5→图7→图4。
本实施例中，逆变电路优选地采用全控桥式逆变电路来实现，其包括由第一晶闸管T3、第二晶闸管T4、第三晶闸管T5和第四晶闸管T6构成的H桥全控逆变电路。
当然，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，上述逆变电路还可以采用其它合理的全控桥式逆变电路来实现，本发明不限于此。
输出滤波电路包括：滤波电容Cf、滤波电感Lf以及滤波电阻Rf。其中，滤波电容Cf连接在逆变电路的两个输出端之间，滤波电感Lf与滤波电阻Rf串联形成的电路与其中一个输出端连接，这样输出滤波电路也就可以对逆变电路所输出的交流电进行滤波处理，并最终输出交流电Vg。
当忽略电感的寄生电阻和输出滤波电路对整个系统的动态影响，考虑光伏电源电阻对系统的影响，该系统的直流电源的二阶等效电路如图8所示。系统的动态模型可以表示为：
其中，vcpv表示解耦电容两端电压，im表示变压器初级电流，Rpv表示解耦电容的寄生电阻，Cpv表示解耦电容，Lm表示变压器初级励磁电感，Vpv表示电源系统的输入电压，Vo表示输出电压，n表示变压器匝比，is表示输出电流，y表示输出电流。
表达式(1)和表达式(2)表示开关闭合动态方程，表达式(3)和表达式(4)表示开关断开动态方程。
系统的平均模型可以表示为：
其中，d表示稳态占空比，d′＝1-d，iout表示平均输出电流。
对表达式(5)和表达式(6)进行小波信号处理，可以得到输出电流与输入占空比的小信号传递函数表达式为：
交错反激式逆变器104所具有的反激拓扑结构不仅允许每个光伏模块的单独操作，而且能够减少各个光伏模块之间不匹配所造成的功耗。其中，交错反激式结构不仅可以降低系统的损耗，减小电流纹波，还可以防止单点故障，提供即插即用的功能。
交错反激式逆变器104的工作模式分为两种：电流断续模式(DCM)以及电流连续模式(CCM)。相比较于DCM，工作在CCM模式的系统具有低电流应力、开关频率低和效率高等优点，但是在CCM工作模式下逆变器的输入到输出交流电流传递函数中存在右半平面(righthalf plane，简称RHP)零点，输出电流不容易控制。
传统的PI控制器因为其算法简单、易于实现和可靠性高等优点，被广泛应用与单相并网逆变器的电流控制系统中。PI控制器通过在系统原点增加开环极点改善系统，减少或者消除系统的稳态误差，提高系统稳态性能。同时，PI控制器在S域的左半平面增加一个零点，在一定程度上增加了系统的阻尼提高系统的稳定性。但是PI控制器不能实现正弦参考电流的无静态误差跟踪，以及功率因素降低造成相角偏差和系统抗干扰的能力。
PI控制器的传递函数GPI表示如下：
其中，KP表示比例调节系数，KI表示积分调节系数。
PI控制器在基波频率的幅频特性为：
其中，A(ω0)表示频率ω0处的幅度。
在频率ω0处，PI控制器的增益是一个有限量，因此电流控制在在频率ω0处受限。为了使得幅值裕度、相位裕度、穿越频率分别满足大于指定要求(例如幅值裕度大于10dB、相位裕度大于45°、穿越频率大于0.1～0.2倍开关频率)，同时满足5～10倍参考信号的系统带宽的要求，本实施例中采用了Bode图对系统传递函数Gct进行配置。该传递函数Gct存在右半平面的零点，为了提高跟踪的精确度和更好地抑制扰动，PI控制器的设计需要抑制RHP零点的影响。图9示出了本实施例中PI控制器补偿前后的Bode图，其KP和KI参数值分别配置为9.9e-4,12.2。
PI控制器的控制方案采用稳态占空比作为前馈输入来降低反馈控制器参数设计难度，提高系统的响应，PI控制器能够调节参考电流与输出并网电流的误差。PI控制器的控制框图如图10所示，其中半正弦电流参考信号是由PV模块的最大功率MPPT模块和电网电压的锁相环PLL获得的，并且通过PI控制器的PI控制的动态占空比进行调节。
根据伏秒平衡原理，在CCM工作模式的稳态占空比为：
将初级励磁电流im1、im2、并网电流iac和电网电压vac作为状态变量，则可得到如下状态方程：
CCM工作模式下输出电流与输入占空比的传递函数Gct为：
其中，表示第一变压器初级电流，表示第二变压器初级电流，表示输出并网电流，表示输出并网电压，R1表示计算系数(DRp1+D'Rs1/n2(D≥0.5))或(DRp1-D'Rs1/n2(D＜0.5))，Lm1表示第一变压器初级励磁电感，R2表示(DRp2+D'Rs2/n2(D≥0.5))或(DRp2-D'Rs2/n2(D＜0.5))，Lm2表示第二变压器初级励磁电感，k1表示计算系数(Vpv+Vac/n+Im1(Rs1/n2-Rp1))，k2表示计算系数(Vpc+Vac/n+Im2(Rs2/n2-Rp2))。
滑模控制具有良好的动态响应能力、鲁棒性和良好的调节等优点，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地基于精确四阶数学模型来对交错反激式逆变器进行控制，以通过控制开关器件T1和T2来实现交错反激式微逆变器的滑模电流均分。
从表达式(12)可以看出，传递函数Gct是一个考虑初级电流的四阶模型，如果第一反激变换器与第二反激变换器的参数相同，那么传递函数Gct则可以视为三阶模型。然而，三阶模型不能通过控制两个初级电流达到实现电流均分的控制目的。
针对上述问题，为了解决系统拓扑结构参数不平衡以及非参数造成的系统不平衡问题，从而实现电流均分控制，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地利用基于精确四阶模型的滑模控制来对交错式反激式逆变器进行控制。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地考虑两反激电路参数的差异所造成负载不平衡的影响，来对滑模控制模型进行配置。
表达式(11)写成如下形式，可得：
其中，Aij(i,j＝1,2)为2×2的矩阵，Bi(i＝1,2)为二阶对角阵，其中，存在：
x＝[im1 im2]T，x1＝[iac vac]T，u＝[d1 d2]T (14)
将占空比d1和d2作为控制变量，则表达式(13)可以写为：
其中，
这个系统模型中将初级电流(即第一初级电流im1和第二初级电流im2)作为状态变量，以及两个反激转换器的调制占空比(即第一反激变换器的调制占空比d1和第二反激变换器的调制占空比d2)作为控制变量。
忽略变压器的漏感，考虑两个反激转换器参数的差异，表达式(15)可以由表达式(13)推导得到，且在表达式(15)中，存在：
A＝diag(a1,a2) (19)
B＝diag(b1,b2) (20)
u作为控制器的输出信号，r为表征控制输入信号和外部电压的外部扰动。在实际的工业应用场合中，两个反激变换器的参数差异对电流均分的控制有着较大的影响。本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地采用初级电流跟踪初级电流参考信号给定来实现均流控制。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105将x作为矩阵的状态变量，e为误差量。其中，e＝[e1 e2]T，参考信号Iref＝[I1ref I2ref]T。跟踪的动态误差可以表示为：
e1＝I1ref-im1 (21)
e2＝I2ref-im2 (22)
其中，e1表示第一反激变换器的电流跟踪误差，e2表示第二反激变换器的电流跟踪误差，I1ref和I2ref分别表示第一反激变换器(即第一变压器)和第二反激变换器(即第二变压器)的初级电流的参考信号，im1和im2分别表示第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流。
因此，电流误差动态方程可以表示为：
其中，表示误差量e的导数，表示第一反激变换器的电流跟踪误差的e1导数，表示第二反激变换器的电流跟踪误差e2的导数，表示参考信号Iref的导数。
本实施例中，将两个反激转换器的电流共享误差e3表示为：
e3＝e1-e2 (24)
电流共享误差e3可以通过传输矩阵F3×2由单个电流跟踪误差表示，即存在：
本实施例中，交错反激式逆变器控制电路的目的是为了实现精确地电流跟踪，同时减小由于两个反激转换器的参数不平衡及非参数的不平衡造成的电流均分误差。因此，交错反激式逆变控制电路也就需要实现表达式(25)中的误差最小化，即电流共享误差和电流跟踪误差最小化。
为了实现上述目的，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路优选地利用预设滑模控制模型来对交错反激式逆变器进行控制。该预设滑模控制模型具有稳定的滑模面，并且能够实现对误差的良好跟踪。
具体地，本实施例中，上述滑模控制模型的滑模面优选地为3×1的形式，其表示为：
其中，S3×1表示滑模面。
λ＝diag(λ1,λ2,λ3)表示滑模系数，其能够表征误差在滑模面的收敛速度，从而保证零状态误差跟踪以及良好的鲁棒性。
本实施例中，上述滑模控制模型的扰动观测器优选地根据表达式(26)所表征的滑模面的积分得到，其能够降低扰动。具体地，扰动观测器可以表示为：
其中，表示扰动观测器，和分别表示第一调制占空比d1和第二调制占空比d2的扰动观测值，κ表示限制滑模面积分的增益矩阵，ρ＝diag(ρ1,ρ2)表示对角误差观测增益矩阵，Γ表示选取滑模面的积分项仅与各自观测扰动值相关的传输矩阵。
本实施例中，对角位置观测增益矩阵ρ是滑模控制模型中可以调节的变量，但是需要传输矩阵满足如下条件：
构建李雅普诺夫能量函数如下：
假设在对于交错反激式逆变器的电流均分控制方法中滑模控制律是稳定的，即E表示的是系统的总能量，其大小不仅取决于滑模动力学模型STS，还取决于自适应扰动误差为了保证滑模控制律是稳定的，李雅普诺夫能量函数的微分也就需要满足如下条件：
根据表达式(29)可以得到李雅普诺夫能量函数的微分的表达式为：
在此过程中扰动被看作为缓慢变化的量，使得扰动量的导数为0，即存在：
表达式(31)可以进一步表示为：
为了满足表达式(30)所示的条件，就需要对角矩阵κ＝diag(κ1,κ2)满足：
这样也就使得扰动可以观测。
此外，如果表达式(33)中的李雅普诺夫能量函数微分中的其余项配置为负定，那么就得到稳定的控制律。其中最关键的是选择合适的函数来产生连续的滑模控制律。
为了使得滑模控制律满足系统渐近稳定性的条件，可以得到：
其中，K3×3＝diag(K1,K2,K3)是正定的反馈增益矩阵。由表达式(35)可以得到系统的控制量如下：
滑模控制律可以表示为：
将表达式(27)代入表达式(37)可以得到：
其中，F-1时矩阵F的广义逆矩阵，即存在：
根据表达式(38)可以看出，ρκΓ∫Sdτ可以视为滑模控制律的积分增益，F-1λ-1KS在可以视为滑模控制律的比例增益。因此，上述滑模控制律中采用了PI参数来实现滑模控制中对滑模面收敛速度的调节。
本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105正是基于上述原理来对交错反激式逆变器104进行控制，以实现电流均分控制。图11示出了本实施例中交错反激式逆变控制电路105的控制框图，图12示出了本实施例中交错反激式逆变电路105所采用的控制方法的实现流程示意图。
结合图11和图12可以看出，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105首先会在步骤S1201中分别分别获取交错反激式逆变器中第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流，对应得到第一电流信号im1和第二电流信号im2。
随后，交错反激式逆变器控制电路105会在步骤S1202中利用预设滑模控制模型来根据上述第一电流信号im1和第二电流信号im2来生成第一占空比信号d1和第二占空比信号d2。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地可以包括第一差分器和第二差分器。其中，第一差分器的输入端分别接收第一反激变换器的初级电流im1以及该初级电流im1的参考信号I1ref，这样第一差分器也就可以基于表达式(21)生成第一反激变换器的电流跟踪误差e1。类似地，第二差分器的输入端分别接收第二反激变换器的初级电流im2以及该初级电流im2的参考信号I2ref，这样第一差分器也就可以基于表达式(22)生成第二反激变换器的电流跟踪误差e2。
本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105基于表达式(38)来根据第一反激变换器的电流跟踪误差e1和第二反激变换器的电流跟踪误差e2来生成第一占空比信号d1和第二占空比信号d2的具体原理以及过程在上述描述中已经明确体现，故在此不再对该部分内容进行赘述。
在得到第一占空比信号d1和第二占空比信号d2后，交错反激式逆变器控制电路105会在步骤S1203中分别根据上述第一占空比信号d1和第二占空比信号d2来生成第一反激变换器控制信号Q1和第二反激变换器控制信号Q2，并将第一反激变换器控制信号Q1和第二反激变换器控制信号Q2分别传输至第一反激变换器和第二反激变换器中的可控开关，以控制第一反激变换器和第二反激变换器的运行状态。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105优选地包括第一PWM信号生成模块和第一驱动模块。其中，第一PWM信号生成模块能够根据所接收到的第一占空比信号d1和第二占空比信号d2来生成相应的PWM信号，并将该PWM信号传输至与之连接的第一驱动模块，以由第一驱动模块对上述PWM信号进行功率转换后生成相应的第一反激变换器控制信号Q1和第二反激变换器控制信号Q2。
同时，交错反激式逆变器控制电路105还会获取交错反激式逆变器104的输出电压信号Vg，并根据该输出电压信号Vg来生成相应的逆变控制信号，并将该逆变控制信号传输至逆变电路中的相应可控开关，以控制逆变电路的运行状态。
具体地，本实施例中，交错反激式逆变器控制电路105利用锁相环PLL、第二PWM信号生成模块和第二驱动模块来根据输出电压信号Vg生成相应的逆变控制信号(包括用于控制逆变电路中第一晶闸管T3的逆变能控制信号M1、用于控制第二晶闸管T4的逆变能控制信号M2、用于控制第三晶闸管T5的逆变能控制信号M3和用于控制第四晶闸管T6的逆变能控制信号M4)，其具体原理以及流程可以与如图10所示对应部分的方法相同，不在此不再对该部分内容进行赘述。
从上述描述中可以看出，本实施例所提供的电源系统采用了交错反激式拓扑结构，并且电流连续模式控制方法建立了系统的二阶模型。针对现有方法所存在的由系统拓扑结构参数不平衡以及非参数造成的系统不平衡的问题，本实施例所提供的电源系统采用了连续滑模均流控制的方式，其算法由无切换条件的李雅普诺夫函数推导得到，相较于现有技术，本系统能够实现电流均分控制，并且具有更强的抗干扰能力。同时，本系统通过控制变压器侧电流实现了电流的正弦波的输出，降低了电流的谐波失真。
再次如图1所示，本实施例中，可选地，该电源系统100还可以与外部交流电源106连接。与之对应地，电源系统100将会包含整流装置108，其中，整流装置108用于将外部交流电源106所提供的交流电转换为相应的直流电，并将转换得到的直流电传输至与之连接的充电控制装置103。
其中，外部交流电源106可以为发电机或是交流供电线网。其中，如果电源系统100同时与发电机和交流供电线网连接时，可选地，电源系统100可以包括第二切换装置107。其中，第二切换装置107连接在外部直流电源106与整流装置108之间，其能够根据实际需要选择流入整流装置108的电能是由发电机提供的还是由交流供电线网提供的。
此外，根据实际需要，第二切换装置107还可以将外部交流电源106所提供的交流电通过自身的其它输出端口来直接输出。
当然，在本发明的其它实施例中，电源系统100还可以采用其它合理方式来与外部交流电源106连接并对外部交流单元106所提供的交流电进行相应处理，本发明不限于此。
如图1所示，本实施例中，可选地，电源系统100还可以包括第一切换装置109和直流电压变换装置110。其中，第一切换装置109包括至少两个输入端，第一输入端与整流装置108连接以接收整流装置108所传输来的直流电，第二输入端与充电控制装置103连接以接收充电控制装置103所传输来的直流电。第一切换装置109能够根据接收到的控制信号来将自身输出端与第一输入端或第二输入端之间的电连接导通，从而输出由整流装置108所传输来的直流电或是输出由充电控制装置103所传输来的直流电。
直流电压变换装置110与第一切换装置109连接，其能够对第一切换装置109所传输来的直流电进行电压变换，从而得到所需要的直流电压(例如5V、12V、24V和/或0～220V可调的直流电)。
需要指出的时，在本发明的其它实施例中，如果电源系统100不包含充电控制装置103以及储能装置102，那么交错反激式逆变器104也就可以视为与外部直流电源101连接，同时，第一切换装置的第二输入端也可以视为与外部直流电源101连接。
本实施例所提供的电源系统是一种高效、节能、实用、多功能的光伏便携式交直流电源，其具备紧急电源(EPS)、不间断电源(UPS)、检修试验电源功能，既能在野外无市电的情况下，利用光伏太阳能转换成电能，高效蓄存，安全可靠地供负载正常使用。同时，该电源系统又可以在电源充足的地方进行储存电能，高质量地满足对时间切换要求高的重要设备。该电源系统能够全方位输入、多种方式输出，满足发电厂、变电站及电建工地现场进行各种安装调试、测试或生活照明所需的电源要求。
应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构或处理步骤，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。
说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。
虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。

Claims (10)

1.一种交错反激式逆变器控制方法，其特征在于，所述方法包括：
步骤一、分别获取交错反激式逆变器中第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流，对应得到第一电流信号和第二电流信号；
步骤二、在电流连续模式下，利用预设滑模控制模型，根据所述第一电流信号和第二电流信号生成对应于所述第一反激变换器的第一占空比信号和对应于所述第二反激变换器的第二占空比信号，其中，所述预设滑模控制模型基于四阶模型构建得到。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预设滑模控制模型包括滑模面和扰动观测器，其中，
所述滑模面为：
e＝[e1 e2]T
所述扰动观测器为：
其中，表示扰动观测器，λ表示滑模系数矩阵，F表示传输矩阵，e1表示第一反激变换器的电流跟踪误差，e2表示第二反激变换器的电流跟踪误差，ρ表示对角误差观测增益，κ表示限制滑模面积分的增益矩阵，S表示滑模面，和分别表示第一调制占空比d1和第二调制占空比d2的扰动观测值，Γ表示选取滑模面的积分项仅与各自观测扰动值相关的传输矩阵。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述步骤二中，采用IP参数对所述预设滑模控制模型的滑模面的收敛速度进行调节。
4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于，在所述预设滑模控制模型中，滑模控制律为：
u＝[d1 d2]T
Iref＝[I1ref I2ref]T
x＝[im1 im2]T
S＝λ3×3·F3×2·e2×1
e＝[e1 e2]T
ρ表示对角位置观测增益，κ表示限制滑模面积分的增益矩阵，S表示滑模面，λ表示滑模系数，d1和d2分别表示第一反激变换器的调制占空比和第二反激变换器的调制占空比，im1和im2分别表示第一反激变换器和第二反激逆变器的初级电流，R1、R2、K、k1和k2均表示计算系数，I1ref和I2ref分别表示第一反激变换器和第二反激变换器的初级电流的参考信号，Lm1和Lm2分别表示第一反激变换器和第二反激变换器的初级励磁电感。
5.如权利要求1～4中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
步骤三、分别根据所述第一占空比信号和第二占空比信号生成第一反激变换器控制信号和第二反激变换器控制信号，并对应传输至所述第一反激变换器和第二反激变换器，以实现所述一反激变换器和第二反激变换器的电流均分控制。
6.如权利要求1～5中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
步骤四、获取所述交错反激式逆变器中逆变电路的输出电压信号，并根据所述输出电压信号生成相应的逆变控制信号，并将所述逆变控制信号传输至所述逆变电路。
7.一种交错反激式逆变器控制电路，其特征在于，采用如权利要求1～6中任一项所述的方法对交错反激式逆变器进行控制。
8.一种电源系统，其特征在于，所述系统包括：
交错反激式逆变器，其用于与外部直流电源连接，能够将所述外部直流电源所提供的直流电转换为相应的交流电；
如权利要求7所述的交错反激式逆变器控制电路，其与所述交错反激式逆变器连接，用于控制所述交错反激式逆变器的运行状态。
9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：
直流电压变换装置，其用于与所述外部直流电源连接，能够对所述外部直流电源所提供的直流电进行电压变换。
10.如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：
整流装置，其用于与外部交流电源连接，能够对所述外部交流电源所提供的交流电进行整流，得到相应的直流电；
第一切换装置，其第一输入端与所述整流装置连接，第二输入端与所述外部直流电源连接，输出端与所述直流电压变换装置连接，用于根据接收到的控制信号将自身输出端与第一输入端或第二输入端之间的电连接导通。
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