CN108377000A - 一种基于输入/输出线性化的准z源逆变器光伏并网控制方法 - Google Patents
一种基于输入/输出线性化的准z源逆变器光伏并网控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供了一种基于输入/输出线性化的准Z源逆变器光伏并网控制方法。本发明提出一种QZSI的输入/输出线性化建模方法以及QZSI并网控制策略，使得QZSI在工作点大幅变化时，能更好地跟踪参考输入电压，降低直流侧对交流侧的影响，提高并网电流质量。
Description
技术领域
本发明涉及光伏技术领域，特别是涉及一种基于输入/输出线性化的准Z源逆变器光伏并网控制方法。
背景技术
准Z源逆变器(Quasi-Z-Source Inverter，QZSI)是一种单级式DC-AC拓扑，在光伏系统的应用中受到广泛关注和研究。为了实现QZSI并网运行，必须对QZSI进行系统性建模和控制。
已有研究指出QZSI阻抗源网络的传递函数具有右半平面零点，使得阻抗源电容电压在输入电压出现扰动时出现超调和振荡。一些文献提出PI控制、滑模控制、模糊控制、模型预测控制、无差拍控制等经典或现代控制方法，在一定工作场合可以使Z源逆变器获得较好的参考跟踪性能和直流侧至交流侧干扰的抑制能力。
状态反馈精确线性化控制器设计方法是以微分几何为基础的非线性控制方法。许多文献采用此方法实现了对电力电子系统的控制，表明通过适当的状态反馈和坐标变化，可将复杂的非线性问题转化为线性系统的控制器设计。与传统小信号建模相比，反馈线性化过程不忽略高阶非线性项，对变换有定义的整个区域都适用，能保证系统的输入和输出间有理想的线性关系，设计过程易于实现。
发明内容
本发明提出一种QZSI的输入/输出线性化建模方法以及QZSI并网控制策略，使得QZSI在工作点大幅变化时，能更好地跟踪参考输入电压，降低直流侧对交流侧的影响，提高并网电流质量。
为达到上述目的，本发明提供了一种基于输入/输出线性化的准Z源逆变器光伏并网控制方法，包括如下步骤：
步骤一：列出QZSI的等效电路图。所述等效电路图包括直流侧的等效电路图和交流侧的等效电路图,所述QZSI由准Z源阻抗网络和一个单相两电平逆变器构成,准Z源阻抗网络由两个电感值一样的电感、两个电容值一样的电容、二极管组成。
步骤二：定义四个状态变量，得到直流侧的状态空间平均方程；所述四个状态变量分别为准Z源阻抗网络中的两个电感的电感电流iL1、iL2及两个电容的电压vC1、vC2；采用状态空间平均法得到直流侧的状态空间平均方程为：
其中，idc为准Z源阻抗网络的负载电流；vnon-sh＝vC1+vC2；ish＝iL1+iL2；vin为QZSI的准Z源阻抗网络的输入电压。
步骤三：建立QZSI输入/输出反馈线性化模型，得到系统控制律为
其中，u为系统控制律，即为QZSI的直通占空比；L为准Z源阻抗网络两个电感的电感值，K为时间常数的倒数，Iref为直通电流参考值；
步骤四：计算得到系统零动态
步骤五：采用k*(Iref-ish)为控制律输入，得到控制律输出u，将所得控制律代入QZSI的直流控制系统，实现最大功率点跟踪调节。
本发明的有益效果为：
(1)基于状态反馈和微分几何理论，提出合并传统状态变量生成直通电流、脉冲直流电压两个新的状态变量，由此可以实现QZSI系统的非线性状态函数模型精确线性化。
(2)与传统控制策略相比，线性化后QZSI系统控制器的设计过程得到有效简化。交流侧控制采用基于qPR控制器的双闭环控制策略实现并网电流的无静差跟踪。
(3)该QZSI实现了MPPT、升降压和并网发电等功能，且在大扰动下系统更具鲁棒性。
(4)所提出控制策略在稳态以及有参考阶跃变化时，输入电压的调节具有更好的跟踪精度、更快的动态响应和更平滑的瞬态。减少了直流侧干扰至交流侧的影响，提高了并网电流质量。
附图说明
图1为单相QZSI拓扑结构。
图2为直通状态下直流侧等效电路。
图3为非直通状态直流侧等效电路。
图4为零动态相轨迹图。
图5为QZSI的反馈线性化控制策略框图。
图6为单相QZSI反馈线性化并网控制系统框图。
具体实施方式
本发明提出QZSI的输入/输出线性化建模方法以及QZSI并网控制策略，使得QZSI在工作点大幅变化时，能更好地跟踪参考输入电压，降低直流侧对交流侧的影响，提高并网电流质量。
下面先对QZSI系统结构和数学模型进行介绍。
单相QZSI并网系统拓扑结构如图1所示。QZSI由准Z源阻抗网络和一个单相两电平逆变器构成。准Z源阻抗网络由电感L1和L2，电容C1和C2(L1＝L2＝L，C1＝C2＝C)，以及二极管D组成，其本质为一个无源升压网络，输入电压vin经准Z源阻抗网络并在逆变桥桥臂直通的作用下，被调制成期望的高频脉冲直流链电压vdc。
在连续导通模式下，QZSI有直通状态和非直通状态两种工作模式。在一个开关周期中，两种工作状态在调制策略控制下交替出现。为了便于分析将系统分为直流侧与交流侧。直流侧的等效电路如图2、3所示。图2为直通状态下的等效电路，此时二极管D关断，输入电压源和电容给电感充电。对于直流侧，可以将交流侧等效为短路。图3为非直通状态下的等效电路，此时二极管D导通，输入电压源和电感将能量传递给电容和交流侧。对于直流侧，将交流侧等效为一个恒流源。
定义四个状态变量，分别为准Z源阻抗网络中的两个电感的电流iL1、iL2以及两个电容的电压vC1、vC2。本实施例中，为简化分析，忽略阻抗网络中电感和电容的寄生电阻，所有开关管和二极管为理想元件。定义直通占空比d为直通时间与开关周期的比值。采用状态空间平均法得到直流侧的状态空间平均方程为
其中idc为负载电流。令
为新的状态变量，可将式(1)简化为
采用合并后的状态变量可实现QZSI的精确建模，并且仍维持为二阶模型，使求解过程更简单。事实上，式(2)中的新状态变量均有明确物理意义：非直通状态下电容C1与C2经二极管D相连，因此vnon-sh即为QZSI直流链vdc的脉冲直流电压；直通状态下二极管D截止，因此ish即为QZSI直通电流。
下面再对QZSI输入/输出线性化及其零动态分析进行介绍。
反馈线性化是非线性系统控制中广泛采用的一种方法。运用代数变换的方法将非线性系统转换成线性系统，因此，线性控制技术可以直接应用于此系统。下面首先介绍反馈线性化的基本概念。
典型的单输入单输出(SISO)仿射非线性系统可由下列状态方程给出
式中x∈Rn为状态变量；u为控制变量；y为系统输出；f，g为光滑向量场。标量函数h(x)沿向量函数f(x)的李导数定义为
类似的，沿向量函数g(x)的李导数定义为
根据输入/输出线性化控制理论，重复的对输出函数y进行微分
其中r称为系统的相对度。如果微分过程中存在一个整数r，使得LgLr f -1h(x)≠0，即控制变量u出现，如式(7)所示，表明系统是可输入/输出线性化的，因为由新的控制变量v＝Lr fh(x)+LgLr f -1h(x)u，可将系统输入/输出映射简化为
y(r)＝v (8)
新系统和原系统控制变量间的坐标变换关系可由式(7)、(8)求得
方程(9)表示非线性反馈变换律，该变换律将系统的非线性抵消，使输入输出线性化并实现解耦。
本申请将反馈线性化技术运用于QZSI并网系统中。对于QZSI来说，根据式(3)可以选取状态变量为：x＝[x1，x2]＝[ish，vnon-sh]，令直通占空比作为控制变量：u＝d，其它各变量为
当选择直通电流ish作为输出时，则有
y＝h(x)＝ish-Iref (11)
其中，Iref为直通电流参考。QZSI系统由式(4)、(10)和(11)描述。根据式(5)和(6)，可以得到系统输出h(x)在向量场f(x)和g(x)上的1阶李导数为
当QZSI正常运行时，第二个式子不等于零(2vnon-sh≠0)。因此，系统的输入u出现在输出函数的1阶李导数中，即由式(7)可得
根据式(12)可以明显的看出，采用直通电流作为输出时系统(4)的相对度r＝1，选择新的控制变量将系统输入/输出线性化为
根据式(9)，实际系统的输入信号u可由v计算得到
其中，状态变量vnon-sh和输入电压vin用于计算实际的系统输入u。
由上述分析可知，QZSI系统的相对度r＝1小于系统的维数n＝2，系统中由剩余的n-r个状态分量描述的部分(vnon-sh)，经输入/输出线性化后变成了不能观的子系统，这一部分子系统称为内动态子系统。由非线性控制理论可知，内动态的稳定性直接决定整个系统的稳定性。零动态即保持系统输出为零时的内动态，若系统零动态稳定则内动态稳定。因此，在实际应用输入/输出线性化于QZSI系统前需要分析系统的零动态稳定性。
根据非线性控制理论，存在一个内动态对应的状态变量ψ，并且ψ应满足
偏微分方程(16)的其中一个解为
经过式(15)的变换后，得到新的系统状态变量为
其对应状态空间方程为
系统的内动态即式(19)中的第2式。当输出y＝μ＝0时，得到系统零动态为
图4描述了零动态(20)的相轨迹，可以看出如果vnon-sh≠vin×1/(1-2d)，在控制器的控制作用下vnon-sh将逐渐趋近于新的平衡点，平衡点是稳定的。因此可以得出结论，QZSI的零动态在vnon-sh>0时是稳定的，将输入/输出反馈线性化技术应用于QZSI系统是可行的。
下面对QZSI输入/输出反馈线性化控制设计进行介绍。
图5为QZSI输入/输出反馈线性控制框图。利用反馈线性化技术，非线性反馈变换模块中的非线性和耦合项与QZSI非线性系统相互抵消和解耦，非线性部分转化为一个输入/输出工况等同于积分器1/S的线性系统，因此，线性控制器设计能够被大大简化。图中Gde为系统延时。基于该简单线性模型，可以方便地实现线性控制器的设计和控制器参数的选择。
根据前面分析，取直通电流作为系统输出，即y＝ish-Iref。为实现系统(14)渐进稳定，取新控制变量为构成闭环系统
这表明直通电流ish以时间常数1/k进行指数调节至Iref，为确保整个系统的稳定性和收敛速度，需k>0，并根据极点配置确定其大小。联立式(15)和(21)可得到系统最终控制律为
数字控制系统中存在固有计算延时和PWM延时，由数字控制系统引入的总延迟为1.5个采样周期，表示为Gde(s)＝e-1.5sTs。根据图5所示的控制框图得到直通电流开环传递函数为
为实现QZSI输入/输出功率解耦，以输入电压vin作外环，其误差经PI控制器Gvin补偿后得到直通电流参考值
其中KP_vin和KI_vin分别为比例和积分增益。输入电压参考指令v* in由MPPT计算得到。
单相QZSI反馈线性化并网控制系统框图如图6所示，交流侧逆变控制与QZSI传统控制策略类似。
本申请并网电流参考与实际值ig的误差通过一个准比例谐振控制器调节后，加入电网电压前馈得到逆变器调制信号vm。准比例谐振控制器的传递函数为
式中ωo为基波角频率50Hz；ωc为截止频率，取为开关频率的1/10；Kp_qPR为比例增益；Kr_qPR为谐振增益；式(25)所示的控制器是一种具备有限增益和宽带宽的高增益低通滤波器。由图5控制框图可以得到并网电流开环传递函数为
此传递函数可以作为并网电流控制参数确定的依据。
为了使得本发明的应用方法更加易于理解，下面对实施步骤进行总结性的说明。
步骤一：列出准Z源逆变器QZSI的等效电路图。所述等效电路图包括直流侧的等效电路图和交流侧的等效电路图。所述QZSI由准Z源阻抗网络和一个单相两电平逆变器构成,准Z源阻抗网络由两个电感值一样的电感、两个电容值一样的电容、二极管组成。
步骤二：定义四个状态变量，得到直流侧的状态空间平均方程；所述四个状态变量分别为准Z源阻抗网络中的两个电感的电感电流iL1、iL2及两个电容的电压vC1、vC2；采用状态空间平均法得到直流侧的状态空间平均方程为：
其中，idc为准Z源阻抗网络的负载电流；vnon-sh＝vC1+vC2；ish＝iL1+iL2；vin为QZSI的准Z源阻抗网络的输入电压。
步骤三：建立QZSI输入/输出反馈线性化模型，得到系统控制律为
其中，u为系统控制律，即为QZSI的直通占空比；L为准Z源阻抗网络两个电感的电感值，K为时间常数的倒数，Iref为直通电流参考值；
步骤四：计算得到系统零动态
步骤五：采用k*(Iref-ish)作为控制律输入，得到控制律输出u，将所得控制律代入QZSI的直流侧控制系统，实现最大功率点跟踪调节。
QZSI交流侧直流链电压外环与并网电流内环控制与QZSI传统控制策略类似，生成SPWM信号，此处不做赘述。本发明针对直流侧控制，将(22)式所示系统控制律代入直流侧控制系统，非线性反馈变换模块中的非线性和耦合项与QZSI非线性系统相互抵消和解耦，采用k*(Iref-ish)为控制律输入，得到控制律输出u，也即为QZSI的直通占空比d，用于实现最大功率点跟踪(MPPT)调制。
Claims (1)
1.一种基于输入/输出线性化的准Z源逆变器光伏并网控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一：列出QZSI的等效电路图。所述等效电路图包括直流侧的等效电路图和交流侧的等效电路图,所述QZSI由准Z源阻抗网络和一个单相两电平逆变器构成,准Z源阻抗网络由两个电感值一样的电感、两个电容值一样的电容、二极管组成；
步骤二：定义四个状态变量，得到直流侧的状态空间平均方程；所述四个状态变量分别为准Z源阻抗网络中的两个电感的电感电流iL1、iL2及两个电容的电压vC1、vC2；采用状态空间平均法得到直流侧的状态空间平均方程为：
其中，idc为准Z源阻抗网络的负载电流；vnon-sh＝vC1+vC2；ish＝iL1+iL2；vin为QZSI的准Z源阻抗网络的输入电压；
步骤三：建立QZSI输入/输出反馈线性化模型，得到系统控制律为
其中，u为系统控制律，即为QZSI的直通占空比；L为准Z源阻抗网络两个电感的电感值，K为时间常数的倒数，Iref为直通电流参考值；
步骤四：计算得到系统零动态
步骤五：采用k*(Iref-ish)为控制律输入，得到控制律输出u，将所得控制律代入QZSI的直流侧控制系统，实现最大功率点跟踪调节。
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| GR01 | Patent grant | ||
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