CN108365683A

CN108365683A - 一种基于电流源的无线能量传输结构

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Publication number: CN108365683A
Application number: CN201810138262.2A
Authority: CN
Inventors: 张章; 刘俊丞; 程心; 解光军
Original assignee: Hefei University of Technology
Current assignee: Hefei University of Technology
Priority date: 2018-02-10
Filing date: 2018-02-10
Publication date: 2018-08-03
Anticipated expiration: 2038-02-10
Also published as: CN108365683B

Abstract

本发明公开了一种基于电流源的无线能量传输结构，所述无线能量传输结构包括体外发射模块和体内接收模块，其中，所述体外发射模块和体内接收模块互感耦合；所述体外发射模块是由电源电压V_S，电容C₁，线圈L₁，电阻R₁组成，电源电压V_s驱动发射线圈L₁与接收线圈进行互感耦合从而实现无线能量传输；所述体内接收模块是由接收线圈L₂,L₃，电容C₂,C₃,C_L2,C_L3，开关SW₂,SW₃，电阻R₂,R_L2,R_L3以及整流二极管D₁,D₂,D₃,D₄组成；所述无线能量传输结构电路的工作流程包括三个阶段。本发明适用于需要高压(符合人体安全标准)电刺激的可植入医疗器械，能够有效的提高经皮无线能量传输的传输效率和刺激器的刺激强度并显著地降低IMDs的功耗。

Description

一种基于电流源的无线能量传输结构

技术领域

本发明涉及医疗器械领域，更具体地说是一种可应用于植入式医疗器械中的基于电流源的无线能量传输结构。

背景技术

带有刺激功能的可植入性医疗器械(Implantable medical devices,IMDs) 是以一定程度的电流脉冲刺激靶点神经，以调整或恢复脑部、神经或肌肉的功能，使症状缓解的一种方法，已经广泛用于目前的神经性疾病的治疗中，并取得显著的效果，已经使不少患者获益。植入性医疗器械主要可以用于缓解神经性疾病或替代由于疾病或外伤而受损的感官，如癫痫、帕金森病和肌肉功能引起的神经系统损伤。这些可植入刺激器能够通过体外的参数调节，在一个预定的周期内提供所需要的精确的输出电流或输出电压，使定量的电荷注入到人体内(通常是神经组织)，通过持续性的生物电刺激，使脑内神经组织或肌肉功能恢复正常，来达到治疗的效果。对于IMDs来说，可靠的供电是设计的关键问题之一。相比于植入电池以及经过皮下的有线供电技术来说，无线能量传输技术可以有效的避免电池定期更换的复杂流程和创伤感染的风险。另一方面，为了传输足够的电流到刺激电极来实现较高强度的电刺激，需要能够产生恒定高压的无线能量传输结构。

发明内容

为了克服现有技术存在的不足之处，本发明提供了一种基于电流源的无线能量传输结构，适用于需要高压(符合人体安全标准)电刺激的可植入医疗器械，能够有效的提高经皮无线能量传输的传输效率和刺激器的刺激强度并显著地降低IMDs的功耗。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种基于电流源的无线能量传输结构，所述无线能量传输结构包括体外发射模块(1)和体内接收模块(2)，其中，所述体外发射模块(1)和体内接收模块(2)互感耦合；

所述体外发射模块(1)包括电源电压V_S，电容C₁，线圈L₁，电阻R₁，电源电压V_s用于驱动发射线圈L₁与接收线圈进行互感耦合；

所述体内接收模块(2)包括接收线圈L₂,L₃，电容C₂,C₃,C_L2,C_L3，开关SW₂,SW₃，电阻R₂,R_L2,R_L3以及整流二极管D₁,D₂,D₃,D₄；

所述无线能量传输结构的电路的工作流程，该流程包括如下阶段：

第一阶段，所述开关SW₂,SW₃闭合，所述体内接收模块(2)中L₂,C₂,R₂,R_SW2和L₃,C₃,R₂,R_SW3分别形成谐振回路并于L₂、L₃上储存电荷；

第二阶段，所述电流i_L2和i_L3达到峰值，所述电容C₂和C₃的电压等于零，所述接收线圈L₂和L₃上存储所有电荷；

所述开关SW₂,SW₃断开，所述接收线圈L₂和L₃上储存的电荷都在0.25Tp的时间内传输到负载电阻R_L2和R_L3上；

第三阶段，所述开关SW₂,SW₃断开。

所述电源电压V_S是频率为f_p＝1/T_p＝1MHz的正弦交流电压源。

所述线圈L₁、L₂、L₃的电流分别为i_L1、i_L2、i_L3，所述电流i_L1、i_L2、i_L3幅值分别为I_L1、I_L2、I_L3。

所述负载电阻R_L2和R_L3的电压分别为V_L2和V_L3，所述电压V_L2和V_L3的幅值分别是|V_L2|和|V_L3|。

所述开关SW₂为18V高压Nmos管，所述开关SW₃为18V高压Pmos管，其中，所述开关SW₂和SW₃的控制信号均为占空比为97.5％的50KHz脉冲信号。

所述开关SW₂,SW₃在每个周期(T_SW)内的导通时间为T_SW-T_off＝19.5μs，关断时间T_off＝0.5μs。

所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃的互感电动势分别为和V₁₃＝-jω_p×M₁₃×I_L3，V₃₁＝jω_p×M₁₃×I_L1，所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃的互感系数分别为M₁₂和M₁₃，ω_p＝2πf_p。

所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃处于谐振状态时，ω_p＝1/(L₁C₁)^1/2＝1/(L₂C₂)^1/2＝1/(L₃C₃)^1/2。

本发明的有益效果：

(1)本发明通过简单的结构就可以实现高达±15V的直流电压输出，能够很好的满足可植入医疗器械对于刺激强度的需求，进一步发挥出医疗器械最优异的功能，对各种神经系统疾病，身体残障起到很好的治疗效果；

(2)本发明很好地提高了无线能量传输效率，降低了可植入医疗器械能量接收过程中的损耗，既可以延长医疗器械的使用周期，同时也可以降低因为医疗器械损耗过热而对人体组织造成危害的风险；

(3)本发明所提供的高电压刺激是以正负电压(最高可达±15V)形成的双极电流来对人体目标区域进行电刺激的，能够在保证刺激强度的情况下，不危及人体组织的安全，同时双极电流的轮流刺激可以确保正负电荷不会再目标组织堆积过多，进一步降低过量电荷堆积对人体组织的伤害。

附图说明

为了便于本领域技术人员理解，下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1是本发明一种基于电流源的无线能量传输结构的电路原理图；

图2是本发明中次级线圈L₂C₂回路工作在三个阶段时的波形图；

图3是本发明中次级线圈L₃C₃回路工作在三个阶段时的波形图；

图4是本发明工作流程第一阶段时的等效电路图；

图5是本发明工作流程第二、第三阶段时的等效电路图。

具体实施方式

下面将结合实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

一种基于电流源的无线能量传输结构，如图1所示，所述无线能量传输结构是由体外发射模块和体内接收模块互感耦合构成的；

所述体外发射模块是由电源电压V_S，电容C₁，线圈L₁，电阻R₁组成，电源电压V_s驱动发射线圈L₁与接收线圈进行互感耦合从而实现无线能量传输；

所述电源电压V_S是频率为的正弦交流电压源；

所述线圈L₁上流过的电流为i_L1，幅值为I_L1；

所述体内接收模块是由接收线圈L₂,L₃，电容C₂,C₃,C_L2,C_L3，开关SW₂,SW₃，电阻R₂,R_L2,R_L3以及整流二极管D₁,D₂,D₃,D₄组成；

所述线圈L₂,L₃上流过的电流分别是i_L2,i_L3，幅值分别是I_L2,I_L3。

所述体内接收线圈L₂,L₃通过同名端的设置使得线圈电流i_L2,i_L3有180°相位差，即i_L2＝-i_L3。

所述整流二极管上的压降分别是VD₁＝VD₃＝2VD₂＝2VD₄。

所述负载电阻RL2和RL3上的电压分别是V_L2和V_L3，所述电压V_L2和V_L3的幅值分别是|V_L2|和|V_L3|。

所述开关SW₂可以用18V高压Nmos管来实现，所述开关SW₃可以用18V高压Pmos管来实现，所述开关SW₂和SW₃都是由占空比为97.5％的50KHz的脉冲信号所控制的，即开关SW₂,SW₃在每个周期(T_SW)内的导通时间为T_SW-T_off＝19.5 μs，关断时间T_off＝0.5μs。

所述开关SW₂,SW₃的导通电阻分别是R_SW2,R_SW3。

所述线圈L₁和线圈L₂,L₃的互感系数分别是M₁₂，M₁₃。

所述线圈L₁和线圈L₂,L₃的互感电动势分别是和 V₁₃＝-jω_p×M₁₃×I_L3，V₃₁＝jω_p×M₁₃×I_L1。

所述ω_p＝2πf_p，在所述线圈L₁和线圈L₂,L₃处于谐振状态时，所述 ω_p＝1/(L₁C₁)^1/2＝1/(L₂C₂)^1/2＝1/(L₃C₃)^1/2

所述线圈L₂,L₃上的电压或者所述开关SW₂,SW₃开关闭合时L₂C₂,L₃C₃回路上的电压是V_R2,V_R3。

所述基于电流源的无线能量传输(CWPT)结构的工作过程包括三个阶段：

在第一阶段，也就是t₀<t<t₁的时候，开关SW是闭合的，因此，L₂C₂回路和 L₃C₃回路分别储存能量，提供完整的感应回路。在第二阶段，也就是t₁<t<t₂时，电容C₂和C₃上的电压会在电流i_L2和i_L3的峰值(即i_L2,max和i_L3,min，通过对次级线圈L₂和L₃的同名端进行调整来实现i_L2和i_L3的相位差)处为零，这时所有的能量都储存在线圈L₂和L₃上，在这一阶段，开关SW断开，L₂和L₃上储存的所有电荷都在大约0.25Tp的时间内传输到了负载上。在第三阶段，也就是t₂<t<t₃时 (t₃-t₂＝0.25Tp)，开关仍然保持断开的状态，直到i_L2和i_L3回到一个平稳的状态。 t₃时刻是CWPT结构一个工作周期的结束，同时也是下一个循环周期的开始，开关又开始闭合，电流i_L2和i_L3也开始缓慢增长。值得一提的是，开关SW的切换时间是影响CWPT结构性能的关键因素，LC回路需要足够时间去储存电荷，而放电到负载的时间也不能太长(约为0.5Tp)，所以这也是调整L₂,L₃线圈同名端的重要原因，L₂L₃的同名端设置使得i_L2＝-i_L3。

在t₁时刻，由于V_R2(V_R3)为零且只有整流器能给L₂(L₃)提供一条放电的通路，所以V_R2(V_R3)快速增加到>V_D2+V_L2(<-V_D3-V_L3)，V_D2(V_D3)表示整流器的正向压降。在第一阶段中，V_R2(V_R3)的峰值(V_R,peak)并不需要大于V_L2(小于V_L3)，因为接收端(Rx)的LC回路形成了一个高效的电流源，所以CWPT结构相当于实现了一个具有高V_CE(定义为V_L/V_R,peak)的AC-DC电压转换功能。在第二、三阶段时，由于L₂C₂(L₃C₃)谐振回路与负载C_L2、R_L2(C_L3、R_L3)是串联关系，且C_L2 (C_L3)远大于C₂(C₃)，所以L₂(L₃)仍然可以看成是处于谐振状态的。此外，第二、三阶段的持续时间是远远小于第一阶段的持续时间的，因此L₂C₂(L₃C₃) 回路的谐振参数和品质因数与第一阶段的这些相比是非常接近的。需要注意的是，在第一阶段LC回路短接的时候，L₂、L₃不能传输电荷到负载R_L2和R_L3上，这时仅仅只有电容C_L2(C_L3)在给R_L2(R_L3)提供电荷，所以|V_L2,L3|在这一阶段会有较为明显的降低。这个现象也与R_L2和R_L3值的大小有一定的关系，R_L2和R_L3的值越小，在第一阶段|V_L2,L3|的电压下降得就越明显；

图4给出了电路在第一阶段的等效电路图，图5给出了电路在第二、三阶段的等效电路图，因为共用地线且R₂的值非常小(约为1.1Ω)的原因，可以把 L₂C₂回路和L₃C₃回路拆分开来，两个回路的工作原理都是相同的，且L₂＝L₃,k₁₂＝k₁₃，我们可以通过分析简单L₂C₂回路就能推导出i_L2(i_L3)、V_L和PTE的相关计算公式。线圈L₁和L₂、L₃的互感可以等效为发射端和接收端的互感电动势和 V₂₁＝jω_p×M₁₂×I_L1，同理可知V₁₃＝-V₁₂,V₃₁＝V₂₁其中ω_p＝2π/T_p＝2πf_p是载波频率，I_L1、I_L2和I_L3分别是线圈L₁、L₂、L₃上的正弦交流电的幅值。

由于CWPT结构第一阶段的持续时间远远大于第二、第三阶段，因此L₂C₂(L₃C₃) 回路大部分时间是处在第一阶段的谐振状态下，I_L1、I_L2和I_L3的稳定状态也可以通过第一阶段的等效电路模型计算出来，

其中R_SW是开关的导通阻抗，|V_S|是电源电压V_s的幅值。在谐振情况下， ω_p＝1/(L₁C₁)^1/2＝1/(L₂C₂)^1/2＝1/(L₃C₃)^1/2，因此，稳定状态下的V₂₁的幅值为，

其中，耦合系数k₁₂＝M₁₂/(L₁L₂)^1/2。等式(2)表明，发射端(Tx)的耦合感应可以等效为接收端的一个交流源，即V₂₁。

为了提高输出|V_L|的值，使第一阶段中的i_L2,L₃和V_R2,R3的值最大化是很好的选择。而在第一阶段中，i_L2＝|V₂₁|/(R₂+R_SW)，因此增加V₂₁和V₃₁幅值的同时减小 R₂+R_SW的值是非常有效的。

从图2图3中V_L2,L3波形的变化来看，在第一阶段，由于只有电容CL给负载 RL提供电荷，因此|V_L|会缓慢的下降ΔV_L,dec，

式中，T_SW＝1/f_SW和T_off＝0.5T_p分别是开关的周期时间以及开关的关断时间。

在第二阶段时，i_L2(i_L3)达到峰值且L₂C₂(L₃C₃)回路连接到了负载上，线圈L₂和L₃上储存的电荷会传输到负载C_L2,C_L3和R_L2,R_L3

上去，这时|V_L2,L3|会迅速的增加ΔV_L,inc，

式中i_L2(t)在t₁＜t＜t₂时的公式可以表示为，

i_L2(t)＝Bexp(α(t-t₁))cos(ω_d(t-t₁)-θ)+A₃cos(ω_p(t-t₁))

其中，

根据式(3)和(4)可以得出，|V_L2|和|V_L3|在每一个开关周期内的第一阶段下降而在第二阶段上升。因此在经过n个开关周期之后，|V_L2,L3|的最终值为，

所述无线能量传输结构的电源转换效率PTE_2,3定义为负载R_L2,R_L3的功率 (P_L＝|V_L|²/R_L)

与电源电压V_s的功率P_s之比。在稳定的状态下，最终的V_L2,L3的幅值可以通过式(5)计算出来，进一步可以得出负载功率P_L。电源功率P_s则可以通过图5 所示的等效电路图计算出来，L₂C₂回路和L₃C₃回路在发射端产生的反射阻抗为，

发射阻抗R_ref与R₁串联，线圈L₁与电容C₁处于谐振状态，因此负载正电压 V_L2的转换效率可以计算出来，

由于各项参数指标是一致的，V_L2和V_L3的电源转换效率PTE₂与PTE₃是相同的，即PTE₂＝PTE₃。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims

1.一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述无线能量传输结构包括体外发射模块(1)和体内接收模块(2)，其中，所述体外发射模块(1)和体内接收模块(2)互感耦合；

第三阶段，所述开关SW₂,SW₃断开。

2.根据权利要求1所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述电源电压V_S是频率为f_p＝1/T_p＝1MHz的正弦交流电压源。

3.根据权利要求1所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述线圈L₁、L₂、L₃的电流分别为i_L1、i_L2、i_L3，所述电流i_L1、i_L2、i_L3幅值分别为I_L1、I_L2、I_L3。

4.根据权利要求1所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述负载电阻R_L2和R_L3的电压分别为V_L2和V_L3，所述电压V_L2和V_L3的幅值分别是|V_L2|和|V_L3|。

5.根据权利要求1所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述开关SW₂为18V高压Nmos管，所述开关SW₃为18V高压Pmos管，其中，所述开关SW₂和SW₃的控制信号均为占空比为97.5％的50KHz脉冲信号。

6.根据权利要求6所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述开关SW₂,SW₃在每个周期(T_SW)内的导通时间为T_SW-T_off＝19.5μs，关断时间T_off＝0.5μs。

7.根据权利要求1所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃的互感电动势分别为V₁₂＝-jω_p×M₁₂×I_L2，V₂₁＝jω_p×M₁₂×I_L1和V₁₃＝-jω_p×M₁₃×I_L3，V₃₁＝jω_p×M₁₃×I_L1，所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃的互感系数分别为M₁₂和M₁₃，ω_p＝2πf_p。

8.根据权利要求7所述的一种基于电流源的无线能量传输结构，其特征在于，所述线圈L₁和接收线圈L₂,L₃处于谐振状态时，ω_p＝1/(L₁C₁)^1/2＝1/(L₂C₂)^1/2＝1/(L₃C₃)^1/2。