CN108344899B - 一种分布式基站及电缆阻抗测量方法 - Google Patents

一种分布式基站及电缆阻抗测量方法 Download PDF

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Abstract

本发明实施例提供一种分布式基站及电缆阻抗测量方法，所述分布式基站包括电源、射频拉远单元及阻抗测量电路，所述电源通过电缆与所述射频拉远单元连接，用于为所述射频拉远单元供电；所述阻抗测量电路与所述电源的输出滤波电路电性连接，用于将所述电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，并在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗；其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量。所述分布式基站及电缆阻抗测量方法可以实现电缆阻抗的在线测量。

Description

一种分布式基站及电缆阻抗测量方法
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种分布式基站及电缆阻抗测量方法。
背景技术
通信基站是为用户手机提供无线通信服务的路上设施，其中，射频拉远单元(Remote Radio Unit，RRU)是通信基站的重要设备。目前，RRU通常使用电缆从电源端获取电能。然而，电缆存在一定阻抗ZL，其阻抗值与距离成正比。在通信供电系统中流过电缆的电流IL通常较大，因此必须考虑电缆阻抗引起的电缆压降ΔV。电源端输出电压VS、RRU端输入电压VR及电缆压降ΔV满足以下关系式：VR＝VS-ΔV。
目前，多数通信电源端输出电压为固定值，而RRU的负载功率是变化的。因此，为保证电源端输出电压经电缆后到达RRU的输入电压能满足RRU正常工作的输入电压要求，需要选取合适的电缆线径和长度，以保证电缆压降在允许的范围内。由此可见，掌握电缆压降的信息对RRU的正常运行至关重要。
随着RRU功率需求的增大，流过电缆的供电电流剧增，进而使电缆压降及功耗剧增，造成供电效率低、RRU拉远距离受限，甚至RRU输入电压过低而引起欠压保护等问题。为了解决这些问题，可以根据电缆压降动态地调整电源端输出电压，使RRU输入电压始终保持在RRU工作电压上限值，从而最大限度地减小因电缆功率损耗以及电缆压降引起的负面影响。为实现动态电压调整，必须获取电缆的阻抗。
常用的电缆阻抗测量方法包括如下几种：(1)直接测量，即利用阻抗测量仪器直接对电缆两端进行测量，获取阻抗。该方法的缺点是只能在电缆铺设前进行测量，对已施工的电缆无法测量。(2)电源端与RRU端配合，即在电源端与RRU利用通信手段，获取RRU端输入电压VR，再通过测量电源端输出电压VS与流过电缆的电流IL，进而根据欧姆定律计算电缆阻抗：ZL＝(VS-VR)/IL。该方法的缺点是必须使用能与电源系统进行通信的RRU，普通RRU无法实现。(3)假定RRU功率恒定，测量两组电源端的输出电压VS1、VS2，及对应的输出电流IS1、IS2，如果两组测量数据对应的RRU瞬时功率相同，则通过公式计算得到电缆阻抗：ZL＝(VS·IS-VR·IR)/(IS 2-IR 2)。该方法的缺点是RRU的实际负载是变化的，根据此公式计算阻抗会造成较大计算误差。
发明内容
本发明实施例提供一种分布式基站及电缆阻抗测量方法，以在无需射频拉远单元进行通信配合的条件下，实现分布式基站的电源与射频拉远单元之间的电缆阻抗的在线测量，简化电缆阻抗测量的实现方式，降低测量成本。
本发明实施例第一方面提供一种分布式基站，包括电源、射频拉远单元及阻抗测量电路，所述电源通过电缆与所述射频拉远单元连接，用于为所述射频拉远单元供电；所述阻抗测量电路与所述电源的输出滤波电路电性连接，用于将所述电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，并在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗；其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量。
在该分布式基站中，通过为所述电源设置可调节的输出滤波电路，并通过阻抗测量电路将所述输出滤波电路提供给所述电源的输出电容由第一电容值切换为小于所述第一电容值的第二电容值，从而使得所述电源的输出电压中包含交流电压分量，进而通过所述阻抗测量电路获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量，即可根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。在电缆阻抗的计算过程中无需电源与射频拉远单元进行通信，且无需保持射频拉远单元的瞬时功率不变，仅通过简单的电源端输出电容值的切换即可完成交流分量的采集和阻抗计算，且无需额外的电源参与，实现成本低。
在一种实施方式中，所述输出滤波电路包括第一滤波电容、第二滤波电容及电阻，所述第一滤波电容并联连接于所述电源的正极输出端和负极输出端之间，所述第二滤波电容一端与所述电源的正极输出端连接，另一端通过所述电阻与所述电源的负极输出端连接，其中，所述第一滤波电容的电容值小于所述第二滤波电容的电容值。
在一种实施方式中，所述阻抗测量电路包括电压采样电路、电流采样电路、可控开关管及控制器；所述电压采样电路与所述电源的正极输出端、负极输出端及所述控制器电性连接，用于在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量；所述电流采样电路与所述电缆及所述控制器电性连接，用于在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取流过所述电缆的交流电流分量；所述可控开关管与所述电阻并联，并与所述控制器电性连接；所述控制器用于控制所述可控开关管导通或断开，并在所述可控开关管断开的状态下，读取所述交流电压分量和交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
由于所述可控开关管可在所述控制器的控制下导通或者断开，同时可控开关管与输出滤波电路中的电阻并联，从而可以通过控制所述可控开关管导通而将所述电阻旁路出所述输出滤波电路，或者通过控制所述可控开关管断开而将所述电阻接入所述输出滤波电路。同时，由于所述第一滤波电容的电容值小于所述第二滤波电容的电容值，当所述可控开关管断开时，所述电阻对电源输出的交流电压分量呈现较大的阻抗作用，从而使得所述第二滤波电容的交流滤波能力下降，即所述电源的整体输出电容的电容值下降；而当所述可控开关管导通时，所述电阻被旁路，第二滤波电容的滤波性能不受影响，所述电源的输出电容值为所述第一滤波电容与所述第二滤波电容的并联电容值，该并联电容值要远大于可控开关管断开时的输出电容值。因此，通过所述可控开关管的导通或断开状态的切换即可实现电源输出电容值的切换，从而可以方便地控制电源输出电压中的交流电压分量的大小，并可根据电压采样电路和电流采样电路的采样精度需求来调节所需要的交流电压和交流电流分量大小，提升阻抗测量的精确度。
在一种实施方式中，所述电压采样电路包括第一隔直、滤波电路及第一差分放大电路，所述第一隔直、滤波电路与所述电源的正极输出端、负极输出端连接，用于从所述电源的输出电压中滤除直流电压分量，并保留交流电压分量，所述第一差分放大电路与所述第一隔直、滤波电路及所述控制器电性连接，用于对所述交流电压分量进行差分放大后输出给所述控制器。
在一种实施方式中，所述电流采样电路包括采样电阻、第二隔直、滤波电路及第二差分放大电路，所述采样电阻串联于所述电缆上，所述第二隔直、滤波电路与所述采样电阻的两端连接，用于获所述采样电阻两端的形成的交流电压，所述第二差分放大电路与所述第二隔直、滤波电路及所述控制器电性连接，用于对所述交流电压进行差分放大后输出给所述控制器，进而由所述控制根据所述采样电阻的阻值和所述采样电阻两端的交流电压分量计算流过所述电缆的交流电流分量。
可以理解，通过在所述电压采样电路及电流采样电路中设置隔直、滤波电路及差分放大电路，可以很好地从所述电源输出的电压和电流信号中提取出交流电压分量和交流电流分量，并通过所述差分放大器放大后输出给所述控制器，使得所述控制器可以根据滤波、放大后的交流电压分量和交流电流分量来计算电缆阻抗，可以有效提升电缆阻抗计算的精确度。
在一种实施方式中，所述可控开关管在导通状态下，所述电阻被所述可控开关管旁路，所述第一滤波电容与所述第二滤波电容并联，所述电源的输出电容为第一电容值，所述第一电容值等于所述第一滤波电容与所述第二滤波电容的并联电容值。
在一种实施方式中，所述可控开关管在断开状态下，所述电阻用于对所述电源输出的交流电压分量呈现阻抗作用，流过所述第二滤波电容的交流电流分量减小，所述电源的输出电容为第二电容值，所述第二电容值等于所述第二滤波电容和所述电阻串联后再与所述第一滤波电容并联的等效电容值。
在一种实施方式中，所述控制器根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：
通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；
根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
在一种实施方式中，所述电缆的阻抗为：
Figure BDA0001218420980000031
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，△φ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
在一种实施方式中，所述射频拉远单元包括输入滤波电容，所述输入滤波电容并联连接于所述射频拉远单元的正极电源输入端和负极电源输入端之间，所述输入滤波电容对所述交流电压分量的阻抗为零。
通过将所述射频拉远单元的输入滤波电容设置为对交流电压分量的阻抗为零，从而可以使得电源输出的交流电压分量的主要压降由电缆的等效阻抗形成，从而防止射频拉远单元的瞬时功率的变化而对电缆阻抗测量结果造成影响，提升阻抗测量的精度。
在一种实施方式中，所述电阻还用于在所述可控开关管导通或断开时，滤除因所述第二滤波电容的电压变化而形成的瞬时电流冲击。
本发明实施例第二方面提供一种电缆阻抗测量方法，用于测量连接于电源与负载之间的电缆阻抗，包括：将电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量；获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量；根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
在一种实施方式中，所述第二电容值小于所述第一电容值至少一个数量级。
所述的电缆阻抗测量方法通过将电源的输出电容由第一电容值切换为远小于所述第一电容值的第二电容值，从而可以使得电源的输出存在较大的交流电压分量和交流电流分量，进而通过获取该交流电压分量和交流电流分量即可计算得到电缆的阻抗，整个测量过程无需与负载端进行通信，也无需中断系统供电，同时，该电缆阻抗测量方法对负载端的电流特性要求较低，无需保证负载的瞬时功率不变即可实现电缆阻抗测量，且不需要额外的电源参与，实现成本低。
在一种实施方式中，所述根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
在一种实施方式中，所述电缆的阻抗为：
Figure BDA0001218420980000041
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，△φ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
在一种实施方式中，所述负载为射频拉远单元，所述交流电压分量在所述射频拉远单元上的压降为零。
通过将所述交流电压分量在所述射频拉远单元上的压降控制为零，从而可以使得电源输出的交流电压分量的主要压降由电缆的等效阻抗形成，从而防止射频拉远单元的瞬时功率的变化而对电缆阻抗测量结果造成影响，提升阻抗测量的精度。
在一种实施方式中，根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗之后，所述方法还包括：将电源的输出电容由第二电容值切换为第一电容值。
可以理解，在阻抗测量完成之后，通过将电源的输出电容由第二电容切换回第一电容，可以保证电源在正常工作室不会有较大的交流分量输出，从而不会对负载端的输入滤波电容造成较大的交流滤波负担，可以有效提升负载端输入滤波电容的使用寿命，进而保证整个远端供电系统的稳定工作。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术中以及本发明实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1是本发明实施例提供的分布式基站的结构示意图；
图2是本发明实施例提供的分布式基站的射频拉远单元的供电电路的原理示意图；
图3是图2所示供电电路的交流信号等效电路的原理示意图；
图4是本发明实施例提供的电缆阻抗测量方法的电路原理示意图；
图5是本发明实施例提供的电缆阻抗测量方法的流程示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的实施例进行描述。
请参阅图1，在本发明一个实施例中，提供一种分布式基站100，包括电源110、基带处理单元(Building Baseband Unit，BBU)130、射频拉远单元(Remote Radio Unit，RRU)150及阻抗测量电路170。所述电源110通过电缆与所述射频拉远单元150连接，用于为所述射频拉远单元150供电。其中，所述电源110可以包括正极输出端和负极输出端，所述射频拉远单元150可以包括正极输入端和负极输入端，所述电源110的正极输出端通过电缆1与所述射频拉远单元150的正极输入端连接，所述电源110的负极输出端通过电缆2与所述射频拉远单元150的负极输入端连接。所述电源110包括输出滤波电路111，所述输出滤波电路111连接于所述电源110的正极输出端与负极输出端之间，用于为所述电源110提供输出电容。所述阻抗测量电路170与所述电源110的输出滤波电路111电性连接，用于将所述电源110的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，并在所述电源110的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源110的输出电压中包含交流电压分量。
可以理解，所述阻抗测量电路170可以与所述电源110的正极输出端和负极输出端连接，从而方便采集所述电源110输出的交流电压分量。同时，所述阻抗测量电路170可以包括采样电阻Ri，该采样电阻Ri串联于所述电缆1或电缆2上，所述阻抗测量电路170可以通过读取该采样电阻Ri两端的交流电压分量来计算流过电缆1、2的交流电流分量。在采集到电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量之后，即可根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算得到所述电缆的阻抗。
随着RRU功率需求的增大，流过电缆的供电电流剧增，进而使电缆压降及功耗剧增，造成供电效率低、RRU拉远距离受限，甚至可能造成RRU输入电压过低而引起欠压保护等问题。为保证RRU的正常工作，在本实施例中，通过所述阻抗测量电路170测量出电缆阻抗，从而可以根据电缆阻抗计算出电缆压降，进而根据电缆压降动态地调整电源端输出电压，以使RRU输入电压始终保持在RRU工作电压上限值，从而最大限度地减小因电缆功率损耗以及电缆压降引起的负面影响。
在本实施例中，为方便对根据所述交流电压分量和所述交流电流分量计算电缆阻抗的原理进行介绍，将所述分布式基站100的射频拉远单元150的供电电路简化为如图2所示的电路结构。其中，将所述电源110简化为升压(Boost)电路拓扑，包括直流输入电压Vin，开关管Q、等效内感Lin、二极管D及输出电容Co，将电缆1简化为等效电阻Rline1与等效电感Lline1的串联电路，将电缆2简化为等效电阻Rline2与等效电感Lline2的串联电路，并将射频拉远单元150简化为负载电阻RL与输入滤波电容CL的并联电路。可以理解，图2所示的简化的电路结构仅是为了对射频拉远单元的供电电路的原理进行说明，并不构成对供电电路的结构上的限制，例如，所述电源110并不限于Boost电路拓扑，还可以是降压(Buck)电路拓扑、降压-升压(Buck-Boost)电路拓扑等。
由于RRU为直流供电，当所述电源110正常给RRU供电时，通过所述输出电容Co滤除电源输出的交流分量，此时，所述输出电容Co需要较大的第一电容值才能够满足交流滤波需求，以保证电源输出的交流分量能够被完全滤除。在本实施例中，为通过流过电缆的交流分量来测量电缆阻抗，可以将所述输出电容Co的电容值由较大的第一电容值切换为远小于所述第一电容值的第二电容值，在本实施例中，所述第二电容值小于所述第一电容值至少一个数量级。此时，由于所述输出电容Co的交流滤波能力急剧下降，导致电源输出的交流分量无法被完全滤除，即所述电源110的输出电压中包含交流电压分量，从而使得所述电缆上有交流电流分量流过。
同时，由于射频拉远单元的输入滤波电容CL通常为电容值较大的电解电容，所述输入滤波电容CL对所述交流电压分量的阻抗为零，故对于相互并联的输入滤波电容CL和负载电阻RL，交流电流分量为直通的，即交流电流分量在RRU上的压降为零。也就是说，电源输出的交流分量的阻抗主要由电缆的等效电阻与等效电感构成。此时，可将图2所示的射频拉远单元的供电电路的交流信号等效电路表示为如图3所示的电路结构。其中，vs为电源输出的交流电压分量，is为流过电缆的交流电流分量，Rline与Lline分别为电缆的等效电阻与等效电感。
在采集得到所述交流电压分量vs及交流电流分量is之后，采用离散傅立叶变换计算得到交流电压分量vs的基波幅值AvS及交流电流分量is的基波幅值AiS，交流电压分量vs及交流电流分量is之间的相位差
Figure BDA0001218420980000062
及相应的角频率ω，则可通过如下公式计算出电缆阻抗：
Figure BDA0001218420980000061
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，△φ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。进一步地，根据实部、虚部分别相等的原则，可以得到
Figure BDA0001218420980000063
根据上述分析可知，通过使电源110的输出电容由第一电容值切换为远小于所述第一电容值的第二电容值，可以使得电源110的输出电压中包含交流电压分量，该交流电压分量叠加于直流电压分量上，并通过电缆和RRU形成交流回路。然而，如果电源110的输出长期含有较大的交流分量，则会给RRU的输入滤波电容造成较大的滤波负担，影响其使用寿命。因此，为确保整个分布式基站的性能，需要对所述阻抗测量电路170及所述电源110的输出滤波电路111进行设计，以使得在阻抗测量时可以通过所述阻抗测量电路170将所述输出滤波电路111提供的输出电容由第一电容值切换为远小于所述第一电容值的第二电容值，并在完成阻抗测量之后通过所述阻抗测量电路170将所述输出滤波电路111提供的输出电容由第二电容值切换为第一电容值，从而保证所述电源110在正常工作时不会有过大的交流分量输出，减轻RRU的输入滤波电容的滤波负担。
请参阅图4，在一种实施方式中，所述输出滤波电路111包括第一滤波电容Co1、第二滤波电容Co2及电阻Rc，所述第一滤波电容Co1并联连接于所述电源110的正极输出端和负极输出端之间，所述第二滤波电容Co2一端与所述电源110的正极输出端连接，另一端通过所述电阻Rc与所述电源110的负极输出端连接。其中，所述第一滤波电容Co1的电容值远小于所述第二滤波电容Co2的电容值。在本实施例中，所述第一滤波电容Co1的电容值小于所述第二滤波电容Co2的电容值至少一个数量级。
所述阻抗测量电路170包括电压采样电路171、电流采样电路173、可控开关管Qc及控制器175；所述电压采样电路171与所述电源110的正极输出端、负极输出端及所述控制器175电性连接，用于在所述电源110的输出电容为第二电容值时，获取所述电源110输出的交流电压分量；所述电流采样电路173与所述电缆及所述控制器175电性连接，用于在所述电源110的输出电容为第二电容值时，获取流过所述电缆的交流电流分量；所述可控开关管Qc与所述电阻Rc并联，并与所述控制器175电性连接；所述控制器175用于控制所述可控开关管Qc导通或断开，并在所述可控开关管Qc断开的状态下，读取所述交流电压分量和交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
其中，所述电压采样电路171可以包括第一隔直、滤波电路1711及第一差分放大电路1713，所述第一隔直、滤波电路1711与所述电源110的正极输出端、负极输出端连接，用于从所述电源110的输出电压中滤除直流电压分量，并保留交流电压分量，所述第一差分放大电路1713与所述第一隔直、滤波电路1711及所述控制器175电性连接，用于对所述交流电压分量进行差分放大后输出给所述控制器175。所述电流采样电路173可以包括采样电阻Ri、第二隔直、滤波电路1731及第二差分放大电路1733，所述采样电阻Ri串联于所述电缆上，所述第二隔直、滤波电路1731与所述采样电阻Ri的两端连接，用于获所述采样电阻Ri两端的形成的交流电压，所述第二差分放大电路1733与所述第二隔直、滤波电路1731及所述控制器175电性连接，用于对所述交流电压进行差分放大后输出给所述控制器175，进而由所述控制175根据所述采样电阻Ri的阻值和所述采样电阻Ri两端的交流电压分量计算流过所述电缆的交流电流分量。可以理解，所述第一隔直、滤波电路1711、所述第一差分放大电路1713、所述第二隔直、滤波电路1731及所述第二差分放大电路可以采用本领域常用的隔直、滤波电路及差分放大电路，此处不再详细说明。
可以理解，所述可控开关管Qc在导通状态下，所述电阻Rc被所述可控开关管Qc旁路，所述第一滤波电容Co1与所述第二滤波电容Co2并联，所述电源110的输出电容为第一电容值，所述第一电容值等于所述第一滤波电容与所述第二滤波电容的并联电容值。
所述可控开关管Qc在断开状态下，所述电阻Rc用于对所述电源110输出的交流电压分量呈现阻抗作用，流过所述第二滤波电容Co2的交流电流分量减小，所述电源110的输出电容为第二电容值，所述第二电容值等于所述第二滤波电容Co2和所述电阻Rc串联后再与所述第一滤波电容Co1并联的等效电容值。
可以理解，由于所述第一滤波电容Co1的电容值远小于所述第二滤波电容Co2的电容值。当所述电源110正常工作室，所述电阻Rc被所述可控开关管Qc旁路时，所述电源110的输出电容的电容值等于所述第一滤波电容Co1与所述第二滤波电容Co2的并联电容值，从而使得所述电源110的输出电容的电容值较大，所述电源110输出的交流分量大部分被所述第一滤波电容Co1与所述第二滤波电容Co2滤除，从而防止电源110输出过大的交流分量而给RRU的输入滤波电容造成较大的滤波负担，保证所述电源110及所述RRU的正常工作。
当需要进行电缆阻抗测量时，通过断开所述可控开关管Qc，此时，所述电阻Rc被接入输出滤波电路111，由于该电阻Rc的阻值较大，使得第二滤波电容Co2与电阻Rc构成的串联支路对交流电压分量vs的阻抗较大，从而使得第二滤波电容Co2的交流滤波能力急剧下降，同时，因所述第一滤波电容Co1的电容值远小于所述第二滤波电容Co2的电容值，使得整个输出滤波电路111的交流滤波能力下降，因此电源110的输出电压中包含较大的交流电压分量vs，并在所述电缆上形成交流电流分量is。可以理解，所述电阻Rc还用于在所述可控开关管Qc导通或断开时，滤除因所述第二滤波电容Co2的电压变化而形成的瞬时电流冲击。
在一种实施方式中，所述控制器110根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：
所述控制器110通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；
所述控制器110根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
在本实施例中，所述电缆的阻抗为：
Figure BDA0001218420980000081
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，△φ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
在本实施例中，通过将所述电源110的输出滤波电路111设计为由所述第二滤波电容Co2和所述电阻Rc串联后再与所述第一滤波电容Co1并联形成，并通过所述可控开关管Qc的导通或者断开而将所述电阻Rc旁路或接入所述输出滤波电路111，从而可以使得所述输出滤波电路111的输出电容值可以在第一电容值和远小于所述第一电容值的第二电容值之间切换。当需要进行电缆阻抗测量时，通过所述控制器175控制所述可控开关Qc断开，从而使得所述电源110的输出电容切换为较小的第二电容值，以保证电源110的输出存在较大的交流电压分量和交流电流分量，以便于通过所述电压采样电路171采集所述交流电压分量，并通过所述电流采样电路173采集所述交流电流分量，进而由所述控制器175根据所述交流电压分量和交流电流分量计算电缆的阻抗。当电缆阻抗测量完成之后，可以由所述控制器175控制所述可控开关Qc导通，从而使得所述电源110的输出电容切换为较大的第一电容值，以防止正常工作室输出较大的交流分量而给RRU的输入滤波电容造成较大的滤波负担，影响RRU的输入滤波电容的使用寿命。可以理解，当测量得到电缆阻抗之后，还可以通过所述控制器175控制所述电源110调节输出功率，以使得该输出功率在取出电缆阻抗损耗掉的部分功率之后依然能够满足RRU的正常功率需求，从而提升整个分布式基站的通信性能。
请参阅图5，在本发明一个实施例中，提供一种电缆阻抗测量方法，用于测量连接于电源与负载之间的电缆阻抗，该方法至少包括如下步骤：
步骤501：将电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量；
步骤502：获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量；
步骤503：根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
在一种实施方式中，所述第二电容值小于所述第一电容值至少一个数量级。
在一种实施方式中，所述根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：
通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；
根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
在一种实施方式中，所述电缆的阻抗为：
Figure BDA0001218420980000091
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，△φ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
在一种实施方式中，所述负载为射频拉远单元，所述交流电压分量在所述射频拉远单元上的压降为零。
在一种实施方式中，根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗之后，所述方法还包括：将电源的输出电容由第二电容值切换为第一电容值。
可以理解，本实施例所述的电缆阻抗测量方法的各步骤的具体实现还可以参照图1至图4所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
可以理解，本实施例所述的电缆阻抗测量方法并不限于对分布式基站的电源与RRU之间的电缆的阻抗进行测量，而是可以应用于任意远端供电系统中电源端与负载端之间的电缆阻抗的测量，只需保证电源输出中包含的交流分量的主要压降均由电缆上的等效阻抗形成，而负载端的输入电容较大，从而对电源输出的交流分量的阻抗接近于零。
本发明实施例所述的电缆阻抗测量方法通过将电源的输出电容由第一电容值切换为远小于所述第一电容值的第二电容值，从而可以使得电源的输出存在较大的交流电压分量和交流电流分量，进而通过获取该交流电压分量和交流电流分量即可计算得到电缆的阻抗，整个测量过程无需与负载端进行通信，也无需中断系统供电，同时，该电缆阻抗测量方法对负载端的电流特性要求较低，无需保证负载的瞬时功率不变即可实现电缆阻抗测量，且不需要额外的电源参与，实现成本低。此外，在阻抗测量完成之后，通过将电源的输出电容由第二电容切换回第一电容，可以保证电源在正常工作室不会有较大的交流分量输出，从而不会对负载端的输入滤波电容造成较大的交流滤波负担，可以有效提升负载端输入滤波电容的使用寿命，进而保证整个远端供电系统的稳定工作。

Claims (14)

1.一种分布式基站，其特征在于，包括电源、射频拉远单元及阻抗测量电路，所述电源通过电缆与所述射频拉远单元连接，用于为所述射频拉远单元供电；所述阻抗测量电路与所述电源的输出滤波电路电性连接，用于将所述电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，并在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗；其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量，
其中，所述第二电容值小于所述第一电容值至少一个数量级。
2.如权利要求1所述的分布式基站，其特征在于，所述输出滤波电路包括第一滤波电容、第二滤波电容及电阻，所述第一滤波电容并联连接于所述电源的正极输出端和负极输出端之间，所述第二滤波电容一端与所述电源的正极输出端连接，另一端通过所述电阻与所述电源的负极输出端连接，其中，所述第一滤波电容的电容值小于所述第二滤波电容的电容值。
3.如权利要求2所述的分布式基站，其特征在于，所述阻抗测量电路包括电压采样电路、电流采样电路、可控开关管及控制器；所述电压采样电路与所述电源的正极输出端、负极输出端及所述控制器电性连接，用于在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取所述电源输出的交流电压分量；所述电流采样电路与所述电缆及所述控制器电性连接，用于在所述电源的输出电容为第二电容值时，获取流过所述电缆的交流电流分量；所述可控开关管与所述电阻并联，并与所述控制器电性连接；所述控制器用于控制所述可控开关管导通或断开，并在所述可控开关管断开的状态下，读取所述交流电压分量和交流电流分量，并根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
4.如权利要求3所述的分布式基站，其特征在于，所述可控开关管在导通状态下，所述电阻被所述可控开关管旁路，所述第一滤波电容与所述第二滤波电容并联，所述电源的输出电容为第一电容值，所述第一电容值等于所述第一滤波电容与所述第二滤波电容的并联电容值。
5.如权利要求3所述的分布式基站，其特征在于，所述可控开关管在断开状态下，所述电阻用于对所述电源输出的交流电压分量呈现阻抗作用，流过所述第二滤波电容的交流电流分量减小，所述电源的输出电容为第二电容值，所述第二电容值等于所述第二滤波电容和所述电阻串联后再与所述第一滤波电容并联的等效电容值。
6.如权利要求3所述的分布式基站，其特征在于，所述控制器根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：
通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；
根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
7.如权利要求6所述的分布式基站，其特征在于，所述电缆的阻抗为：
Figure FDA0002446103560000021
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，Δφ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
8.如权利要求1所述的分布式基站，其特征在于，所述射频拉远单元包括输入滤波电容，所述输入滤波电容并联连接于所述射频拉远单元的正极电源输入端和负极电源输入端之间，所述输入滤波电容对所述交流电压分量的阻抗为零。
9.如权利要求3所述的分布式基站，其特征在于，所述电阻还用于在所述可控开关管导通或断开时，滤除因所述第二滤波电容的电压变化而形成的瞬时电流冲击。
10.一种电缆阻抗测量方法，用于测量连接于电源与负载之间的电缆阻抗，其特征在于，包括：
将电源的输出电容由第一电容值切换为第二电容值，其中，所述第二电容值小于所述第一电容值，所述输出电容为第二电容值时，所述电源的输出电压中包含交流电压分量，所述第二电容值小于所述第一电容值至少一个数量级；
获取所述电源输出的交流电压分量和流过所述电缆的交流电流分量；
根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗，包括：
通过离散傅立叶变换获取所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率；
根据所述交流电压分量的基波幅值、所述交流电流分量的基波幅值、所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差及角频率，计算所述电缆的阻抗。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述电缆的阻抗为：
Figure FDA0002446103560000022
其中，AvS为所述交流电压分量的基波幅值，AiS为所述交流电流分量的基波幅值，Δφ为所述交流电压分量和所述交流电流分量的相位差，ω为所述交流电压分量和所述交流电流分量的角频率，Rline为所述电缆的等效电阻，Lline为所述电缆的等效电感。
13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述负载为射频拉远单元，所述交流电压分量在所述射频拉远单元上的压降为零。
14.如权利要求10所述的方法，其特征在于，在根据所述交流电压分量和所述交流电流分量，计算所述电缆的阻抗之后，所述方法还包括：
将电源的输出电容由第二电容值切换为第一电容值。
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