CN108092528B - 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器 - Google Patents

无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN108092528B
CN108092528B CN201711445807.6A CN201711445807A CN108092528B CN 108092528 B CN108092528 B CN 108092528B CN 201711445807 A CN201711445807 A CN 201711445807A CN 108092528 B CN108092528 B CN 108092528B
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplifying stage
diode
semiconductor field
metal oxide
oxide semiconductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201711445807.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108092528A (zh
Inventor
王伟印
王永流
李荣信
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huada Semiconductor Co Ltd
Original Assignee
Huada Semiconductor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huada Semiconductor Co Ltd filed Critical Huada Semiconductor Co Ltd
Priority to CN201711445807.6A priority Critical patent/CN108092528B/zh
Publication of CN108092528A publication Critical patent/CN108092528A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108092528B publication Critical patent/CN108092528B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本发明提供了一种无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器，该电路可以灵活地采用MOSFET来实现，从而更低的成本和更高的集成度，而且该电路降低了阈值电压本身，从而总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。此外，通过所述交流直流转换器，省去了用于对转换器两端的MOSFET进行阈值电压补偿的附加补偿电路，由此减少为了补偿阈值电压所需的补偿器件、如二极管、MOSFET等等的数目，从而降低了电路设计和制造成本。

Description

无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器
技术领域
本发明总体上涉及电子电路领域，更具体而言涉及一种具有阈值电压补偿的交流直流转换电路。
背景技术
用于将交流信号转换成直流电流或电压的交流直流转换器广泛地应用于各个领域、如电源领域、汽车领域、清洁能源领域等等。随着应用领域不同，交流直流转换器的结构和功能往往差异较大。
在射频或微波能量收集领域，交流直流转换器的任务是，将射频或微波信号转换成直流电压，并在此过程中，对输入信号的电压进行放大。
在现有技术中，常常采用多级电容加二极管的结构来实现交流直流转换，其中每个整流放大级各具有一个电容和一个二极管，各个整流放大级逐级连接，其中通过对各个整流放大级的电容进行充电来实现逐级电压放大。但是这样的电路的缺点在于，二极管成本较高且体积较大，从而造成这样的电路成本高、集成度低。
随着半导体技术的技术进步，在交流直流转换电路中出现了用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)代替二极管的趋势。MOSFET具有低成本、高集成度的优点，因此这样的交流直流转换器在成本和集成度上较二极管而言具有较大优势。但是与二极管不同，MOSFET具有导通阈值电压(后简称阈值电压)，即栅极源极电压必须高于某个阈值，MOSFET才能导通。例如，即使在诸如40nm、28nm之类的先进工艺中，阈值电压也在300mV左右。这样的阈值电压与射频或微波输入电压相比通常较高，使得采用MOSFET的交流转换电路不能工作在低电压工作点，由此造成其灵敏度较低，严重影响其应用范围和效率。
随着对这个问题的深入研究，在现有技术中也曾出现过解决阈值电压问题的尝试。
发明内容
从现有技术出发，本发明的任务是提供一种无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器，该电路可以灵活地采用MOSFET来实现，从而更低的成本和更高的集成度，而且该电路降低了阈值电压本身，从而总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。此外，通过所述交流直流转换器，省去了用于对转换器两端的MOSFET进行阈值电压补偿的附加补偿电路，由此减少为了补偿阈值电压所需的补偿器件、如二极管、MOSFET等等的数目，从而降低了电路设计和制造成本。
根据本发明，该任务通过一种无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器来解决，该转换器包括n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)，n为大于1的整数，所述n个整流放大级的电压依次升高或依次降低，每个整流放大级(T1，T2，…，Tn)各包括一个电容(C1，C2，…，Cn)和一个二极管(M1，M2，…，Mn)；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn)，则所述nMOSFET(M1，M2，…，Mn)的衬底连接到第一补偿节点，所述第一补偿节点为比当前整流放大级的电压高的整流放大级中的电容与二极管之间的节点；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mn)，则所述pMOSFET(M1，M2，…，Mn)的衬底连接到第二补偿节点，所述第二补偿节点为比当前整流放大级的电压低的整流放大级中的电容与二极管之间的节点；
其中当n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)的电压依次升高时，则n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)中的前p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且后m个整流放大级(T1，T2，…，Tm)的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mm)，并且当n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)的电压依次降低时，则n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)中的前p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且后m个整流放大级(T1，T2，…，Tm)的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn)，其中1≤p<n且p为正整数，并且1≤m<n且m为正整数。
在本发明的一个优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次升高，并且第1个至第n-m个整流放大级(T1，T2，…，Tn-m)各包括一个电容(C1，C2，…，Cn-m)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)并且第n-m+1个至第n个整流放大级(Tn-m+1，Tn-m+2，…，Tn)各包括一个电容(Cn-m+1，Cn-m+2，…，Cn)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于1的整数，并且其中所有nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的负极，并且其中所有pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的正极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n-m且i为整数并且1≤k≤m且k为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+1)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+1)的正极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1)的正极与地(GND)连接；以及
c.第i个整流放大级(Ti)的nMOSFET(Mi)的衬底(B)与第i+k个整流放大级(Ti+k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+k)的负极连接，使得第i个整流放大级(Ti)的nMOSFET(Mi)的阈值电压降低；
其中对于第j个整流放大级(Tj),有下列连接关系成立，其中n-m+1≤j≤n且j为整数：
a.当j为奇数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极连接，并且当j为偶数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与地(GND)连接，另一端与第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极连接；
b.第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极与第j+1个整流放大级(Tj+1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj+1)的正极连接；以及
c.第j个整流放大级(Tj)的pMOSFET(Mj)的衬底(B)与第j-k个整流放大级(Tj-k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj-k)负极连接，使得第j个整流放大级(Tj)的pMOSFET(Mj)的阈值电压降低。
通过该方案，可以在正向交流直流转换器的情况下在全部整流放大级的k都相同时，实现所有的MOSFET具有相同的电压补偿数值，从而可以为整个电路使用相同规格、如具有相同阈值电压的MOSFET；而在整流放大级的k各不相同时，可以为不同整流放大级的MOSFET实现不同的阈值电压补偿数值。
在本发明的另一优选方案中规定，其中n个整流放大级的电压依次降低，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且第p+1个至第n个整流放大级(Tp+1，Tp+2，…，Tn)各包括一个电容(Cp+1，Cp+2，…，Cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于1的整数，并且其中所有pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的正极，并且其中所有nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的负极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤p且i为整数并且1≤k≤p且k为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+1)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+1)的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1)的负极与地(GND)连接；以及
c.第i个整流放大级(Ti)的pMOSFET(Mi)的衬底(B)与第i+k个整流放大级(Ti+k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+k)的正极连接，使得第i个整流放大级(Ti)的pMOSFET(Mi)的阈值电压降低；
其中对于第j个整流放大级(Tj),有下列连接关系成立，其中p+1≤j≤n且j为整数：
a.当j为奇数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极连接，并且当j为偶数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与地(GND)连接，另一端与第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极连接；
b.第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极与第j+1个整流放大级(Tj+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj+1)的负极连接；以及
c.第j个整流放大级(Tj)的nMOSFET(Mj)的衬底(B)与第j-k个整流放大级(Tj-k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)正极连接，使得第j个整流放大级(Tj)的nMOSFET(Mj)的阈值电压降低。
通过该方案，可以在负向交流直流转换器的情况下在全部整流放大级的k都相同时，实现所有的MOSFET具有相同的电压补偿数值，从而可以为整个电路使用相同规格、如具有相同阈值电压的MOSFET；而在整流放大级的k各不相同时，可以为不同整流放大级的MOSFET实现不同的阈值电压补偿数值。
在本发明的又一优选方案中规定，p+m＜n，p+1至m-1个整流放大级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET，或，p+1至m-1个整流放大级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET。通过该优选方案，可以在中间的整流放大级中灵活地使用nMOSFET和pMOSFET，从而提高电路设计的灵活度。
在本发明的一个扩展方案中规定，每个整流放大级各包括一个电容和一个二极管。通过该优选方案，可以将每个整流放大级的元器件数目保持在最低。
在本发明的一个优选方案中规定，其中n个整流放大级的电压依次升高，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mp)，并且第m个至第n个整流放大级(Tm，Tm+1，…，Tn)各包括一个电容(Cm，Cm+1，…，Cn)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mm，Mm+1，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于3的整数，并且其中所有nMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的负极，并且其中所有pMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的正极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管的负极与地(GND)连接。
通过该优选方案，可以在中间的整流放大级中灵活地使用nMOSFET和pMOSFET，从而提高电路设计的灵活度。
在本发明的另一优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次降低，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且第m+1个至第n个整流放大级(Tm+1，Tm+2，…，Tn)各包括一个电容(Cm+1，Cm+2，…，Cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mm+1，Mm+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于2的整数，并且其中所有pMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的正极，并且其中所有nMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的负极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管的负极与地(GND)连接。
通过该优选方案，可以在中间的整流放大级中灵活地使用nMOSFET和pMOSFET，从而提高电路设计的灵活度。
在本发明的一个扩展方案中规定，所述交流输入电压(ACIN)是射频输入电压或者微波输入电压。本发明的方案不仅可以应用于一般性的交流直流转换应用，而且尤其是适用于需要进行电压放大的交流直流转换应用、例如射频能量、微波能量转换。
本发明还涉及一种全波射频直流转换器，其具有根据本发明的正向(即各级放大级的电压逐渐升高)交流直流转换电路和/或根据本发明的负向(即各级放大级的电压逐渐降低)交流直流转换电路。
附图说明
下面结合附图参考具体实施例来进一步阐述本发明。
图1示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的正向交流直流转换电路的第一实施；
图2示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的正向交流直流转换电路的第二实施；
图3示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的负向交流直流转换电路的第一实施例；以及
图4示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的负向交流直流转换电路的第二实施例。
具体实施方式
图1示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的正向交流直流转换电路100的第一实施例，其特点在于，首先，该电路100为正向交流直流转换电路，即各个整流放大级的电压逐级升高，其次，该电路100为二阶阈值电压补偿，即k＝2。在此应当指出，尽管在此输入电压被示为射频输入电压(RFIN)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管电路100在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
图1所示的正向交流直流转换电路100是具有二阶六级衬底偏置阈值电压补偿的射频直流转换器，其电路的结构如下：
电路100共六级由六个MOSFET和六个电容组成；
电路100是二阶衬底偏置阈值电压补偿电路，即k＝2；
前两级的MOSFET是nMOSFET；
所有的nMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是nMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；
所有的pMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是pMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的负极，源极作为二极管的正极；
所有的MOSFET的连接方式如下：
nMOSFET M1组成的二极管，其正极接地，负极与nMOSFET组成的二极管M2的正极相连，
nMOSFET M2组成的二极管，其正极与M1组成的二极管的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管M3的正极相连，
依此类推……
pMOSFET M3组成的二极管，其正极与M2组成的二极管的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管M4的正极相连；
pMOSFET M4组成的二极管，其正极与M3组成的二极管的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管M5的正极相连；
pMOSFET M5组成的二极管，其正极与M4组成的二极管的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管M6的正极相连；
pMOSFET M6组成的二极管，其正极与M5组成的二极管的负极相连，负极与电容C6的非接地端相连；
奇数编号的电容C1、C3、C5的一端与输入信号RFIN相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
偶数编号的电容C2、C4、C6的一端与地相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
nMOSFET M1的衬底与pMOSFET M3构成的二极管的负极连接；
nMOSFET M2的衬底与pMOSFET M4构成的二极管的负极连接；
pMOSFET M3的衬底与nMOSFET M1构成的二极管的负极连接；
pMOSFET M4的衬底与nMOSFET M2构成的二极管的负极连接；
pMOSFET M5的衬底与pMOSFET M3构成的二极管的负极连接；
pMOSFET M6的衬底与pMOSFET M4构成的二极管的负极连接；
整个电路的输出在电容C6的两端。
其中为了电路中pMOSFET与nMOSFET具有相同的电流驱动能力，pMOSFET的宽长比优选地比nMOSFET的宽长比大。
图1所示的电路100的阈值电压补偿原理如下：
每一级上的直流电压的变化量△DC和RFOUT之间的关系可以表示为
RFOUT＝N×ΔDC
此时的补偿后的阈值电压为
则阈值电压的补偿量△VTH可以表示为
图2示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的正向交流直流转换电路100的第二实施，其特点在于，首先，该电路100为正向交流直流转换电路，即n个整流放大级的电压逐级升高，其次，该电路100为k阶阈值电压补偿，其中n和k皆为正整数，且k<n。
电路100的结构如下：
电路100共n级由n个MOSFET和n个电容组成；
电路100是k阶衬底偏置阈值电压补偿电路；
第一级到第k级的MOSFET管是nMOSFET,编号为M1到Mk；
第k+1级到第n级的MOSFET都是pMOSFET管，编号为MK+1到Mn；
所有的nMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是nMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；
所有的pMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是pMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的负极，源极作为二极管的正极；
所有的MOSFET的连接方式如下：
nMOSFET M1组成的二极管，其正极接地，负极与nMOSFET组成的二极管M2的正极相连，
nMOSFET M2组成的二极管，其正极与M1组成的二极管的负极相连，负极与nMOSFET组成的二极管M3的正极相连，
依此类推……
nMOSFET MK组成的二极管，其正极与nMOSFET组成的二极管Mk-1的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管MK+1的正极相连；
pMOSFET MK+1组成的二极管，其正极与nMOSFET组成的二极管Mk的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管MK+2的正极相连；
依此类推……
pMOSFET Mn-1组成的二极管，其正极与pMOSFET组成的二极管Mn-2的负极相连，负极与pMOSFET组成的二极管Mn的正极相连；
pMOSFET Mn组成的二极管，其正极与pMOSFET组成的二极管Mn的负极相连，负极与电容Cn的非接地端相连；
奇数编号的电容C1、C3…的一端与输入信号RFIN相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
偶数编号的电容C2、C4…的一端与地相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
nMOSFET M1的衬底与pMOSFET Mk+1构成的二极管的负极连接；
nMOSFET M2的衬底与pMOSFET Mk+2构成的二极管的负极连接；
以此类推…
nMOSFET MK的衬底与pMOSFET M2K构成的二极管的负极连接；
pMOSFET Mk+1的衬底与nMOSFET M1构成的二极管的负极连接；
pMOSFET Mk+2的衬底与nMOSFET M2构成的二极管的负极连接；
以此类推……
pMOSFET Mn-1的衬底与nMOSFET Mn-k-1构成的二极管的负极连接；
pMOSFET Mn的衬底与nMOSFET Mn-K构成的二极管的负极连接；
整个电路的输出在电容Cn的两端。
其中为了电路中pMOSFET与nMOSFET具有相同的电流驱动能力，PMOSFET的宽长比都比NMOSFET的宽长比大。
且此时要求N≥2K。
此时的每一级上的直流电压的变化量△DC和RFOUT之间的关系可以表示为
RFOUT＝N×ΔDC
此时的补偿后的阈值电压为
则阈值电压的补偿量△VTH可以表示为
其中前k级的MOSFET必须是nMOSFET，后n-k级可以是pMOSFET或pMOSFET+nMOSFET的混合，只要n-k级中任一MOSFET能找到对应的偏置级，具体为pMOSFET要找到比较小k级的MOSFET的负极，nMOSFET要找到比较大的k级的MOSFET的负极。
此外，在图2中，第k+1级至第h级的MOSFET可以是pMOSFET+nMOSFET的混合(即第k+1级至第h级的MOSFET的一部分为pMOSFET，另一部分为nMOSFET)，其中，h为正整数且k＜h＜n，保证最后的第h+1级至第n级的MOSFET为pMOSFET。
并且，第1级至第n级整流放大级中的任意一个MOSFET的衬底进行补偿的阶数可以任意设置，不同级的整流放大级的补偿的阶数可以不同。其中，阶数为MOSFET的衬底连接到第一补偿节点或第二补偿节点所跨越的整流放大级的级数，例如，第1级整流放大级MOSFET的衬底连接第2级整流放大级的二极管与电容之间，则阶数为1，第5级整流放大级MOSFET的衬底连接第3级整流放大级的二极管与电容之间，则阶数为2，以此类推。
图3示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的负向交流直流转换电路的第一实施例，其特点在于，首先，该电路100为负向交流直流转换电路，即各个整流放大级的电压逐级降低，其次，该电路100为二阶阈值电压补偿，即k＝2。
图3所示的是二阶六级衬底偏置阈值电压补偿的射频直流转换器，其电路的结构特点如下：
电路共六级由六个MOSFET和六个电容组成；
电路是二阶衬底偏置阈值电压补偿电路；
前两级的MOSFET是pMOSFET；
所有的nMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是nMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；
所有的pMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是pMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的负极，源极作为二极管的正极；
所有的MOSFET的连接方式如下：
pMOSFET M1组成的二极管，其负极接地，正极与pMOSFET组成的二极管M2的负极相连，
pMOSFET M2组成的二极管，其负极与M1组成的二极管的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管M3的负极相连，
依此类推……
nMOSFET M3组成的二极管，其负极与M2组成的二极管的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管M4的负极相连；
nMOSFET M4组成的二极管，其负极与M3组成的二极管的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管M5的负极相连；
nMOSFET M5组成的二极管，其负极与M4组成的二极管的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管M6的负极相连；
nMOSFET M6组成的二极管，其负极与M5组成的二极管的正极相连，正极与电容C6的非接地端相连；
奇数编号的电容C1、C3、C5的一端与输入信号RFIN相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
偶数编号的电容C2、C4、C6的一端与地相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
pMOSFET M1的衬底与nMOSFET M3构成的二极管的正极连接；
pMOSFET M2的衬底与nMOSFET M4构成的二极管的正极连接；
nMOSFET M3的衬底与pMOSFET M1构成的二极管的正极连接；
nMOSFET M4的衬底与pMOSFET M2构成的二极管的正极连接；
nMOSFET M5的衬底与nMOSFET M3构成的二极管的正极连接；
nMOSFET M6的衬底与nMOSFET M4构成的二极管的正极连接；
整个电路的输出在电容C6的两端。
其中为了电路中pMOSFET与nMOSFET具有相同的电流驱动能力，pMOSFET的宽长比都比nMOSFET的宽长比大。
图3所示的电路的阈值电压补偿原理如下：
此时的每一级上的直流电压的变化量△DC和RFOUT之间的关系可以表示为
RFOUT＝N×ΔDC
此时的补偿后的阈值电压为
则阈值电压的补偿量△VTH可以表示为
图4示出了根据本发明的无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的负向交流直流转换电路的第二实施例，其特点在于，首先，该电路100为负向交流直流转换电路，即n个整流放大级的电压逐级降低，其次，该电路100为k阶阈值电压补偿，其中n和k皆为正整数，且k<n。
如图4所示，电路100的结构如下：
电路共n级由n个MOSFET和n个电容组成；
电路是k阶衬底偏置阈值电压补偿电路；
第一级到第k级的MOSFET是pMOSFET,编号M1到Mk；
第k+1级到第n级的MOSFET都是nMOSFET，编号是Mk+1到Mn；
所有的nMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是nMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；
所有的pMOSFET的连接方式都是二极管连接，即是pMOSFET的栅极和漏极相连作为二极管的负极，源极作为二极管的正极；
所有的MOSFET的连接方式如下：
pMOSFET M1组成的二极管，其负极接地，正极与pMOSFET组成的二极管M2的负极相连，
pMOSFET M2组成的二极管，其负极与M1组成的二极管的正极相连，正极与pMOSFET组成的二极管M3的负极相连，
依此类推……
pMOSFET Mk组成的二极管，其负极与pMOSFET组成的二极管MK-1的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管MK+1的负极相连；
nMOSFET Mk+1组成的二极管，其负极与pMOSFET组成的二极管Mk的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管MK+2的负极相连；
依此类推……
nMOSFET Mn-1组成的二极管，其负极与nMOSFET组成的二极管Mn-2的正极相连，正极与nMOSFET组成的二极管Mn的负极相连
nMOSFET Mn组成的二极管，其负极与nMOSFET组成的二极管Mn的正极相连，负极与电容Cn的非接地端相连；
奇数编号的电容C1、C3…的一端与输入信号RFIN相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
偶数编号的电容C2、C4…的一端与地相连，另一端分别连在对应编号的MOSFET组成的二极管的负极；
pMOSFET M1的衬底连接在nMOSFET Mk+1构成的二极管的正极连接；
pMOSFET M2的衬底连接在nNMOSFET Mk+2构成的二极管的正极连接；
以此类推…
pMOSFET Mk的衬底连接在nMOSFET M2k构成的二极管的正极连接；nMOSFET Mk+1的衬底连接在pMOSFET M1构成的二极管的正极连接；
nMOSFET Mk+2的衬底连接在nMOSFET M2构成的二极管的正极连接；
以此类推……
nMOSFET Mn-1的衬底连接在pMOSFET Mn-k-1构成的二极管的正极连接；
nMOSFET Mn的衬底连接在pMOSFET Mn-k构成的二极管的正极连接；
整个电路的输出在电容Cn的两端。
其中为了电路中pMOSFET与nMOSFET具有相同的电流驱动能力，pMOSFET的宽长比都比nMOSFET的宽长比大。
且此时要求n≥2k。
此时的每一级上的直流电压的变化量△DC和RFOUT之间的关系可以表示为
|RFOUT|＝N×ΔDC
此时的补偿后的阈值电压为
则阈值电压的补偿量△VTH可以表示为
其中前k级的MOSFET必须是pMOSFET，后n-k级可以是nMOSFET或pMOSFET+nMOSFET的混合，只要n-k级中任一MOSFET能找到对应的偏置级，具体为pMOSFET要找到比较大的k级的MOSFET的正极，nMOSFET要找到比较小的k级的MOSFET的正极。
此外，在图4中，第k+1级至第h级的MOSFET可以是pMOSFET+nMOSFET的混合(即第k+1级至第h级的MOSFET的一部分为pMOSFET，另一部分为nMOSFET)，其中，h为正整数且k＜h＜n，保证最后的第h+1级至第n级的MOSFET为pMOSFET。
并且，第1级至第n级整流放大级中的任意一个MOSFET的衬底进行补偿的阶数可以任意设置，不同级的整流放大级的补偿的阶数可以不同。其中，阶数为MOSFET的衬底连接到第一补偿节点或第二补偿节点所跨越的整流放大级的级数，例如，第1级整流放大级MOSFET的衬底连接第2级整流放大级的二极管与电容之间，则阶数为1，第5级整流放大级MOSFET的衬底连接第3级整流放大级的二极管与电容之间，则阶数为2，以此类推。
根据本发明的正向交流直流转换电路100至少具有下列优点：
(1)该电路100可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率，这是基于本发明人的如下独特洞察：
(a)对于MOSFET而言，如果源极S的电压与衬底(或称基极)B的电位不同，则会出现衬底效应，衬底效应主要影响MOSFET的阈值电压；假设在源极S与衬底B的电压(即二者之间的电压差为零)相同时的阈值电压为VTH0，γ为衬底效应系数，则在源极S与衬底B之间的电压差不为零而为VSB时，阈值电压VTH可以表示为：
其中是平带电压。通常在单阱工艺中，VSB一般大于0，所以在考虑衬底效应时，阈值电压通常会增大。但是在先进工艺、例如三阱或者深阱工艺中，衬底B可以接任意电压，这不仅使得电路的设计更灵活，而且对于nMOSFET管而言，通过将其衬底B偏置在比源极S更高的电压，可以使VSB为负数，由此导致上式的右边第2个项为负数，使得nMOSFET的阈值电压VTH反而会比VTH0小，从而通过降低阈值电压来实现阈值电压补偿。
(b)此外，在正向的交流直流转换器(如正向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步上升的，因此针对nMOSFET，可以将其衬底端电压偏置在比其源极更高的电压、即偏置在后一级或往后多级的电容或MOSFET上，由此可实现阈值电压的降低，而针对pMOSFET，可以将其衬底端电压偏置在比其源极更低的电压、即偏置在前一级或往前多级的电容或MOSFET上，由此可实现阈值电压的降低。
而在负向的交流直流转换器(如负向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步下降的，因此针对nMOSFET，可以将其衬底端电压偏置在比其源极更高的电压、即偏置在前一级或往前多级的电容或MOSFET上，由此可实现阈值电压的降低，而针对pMOSFET，可以将其衬底端电压偏置在比其源极更低的电压、即偏置在后一级或往后多级的电容或MOSFET上，由此可实现阈值电压的降低。
例如，当k＝1，即第i级的nMOSFET的衬底与第i+1级的nMOSFET的负极连接时，如果假定每一级的直流电压的变化量为△DC，则：
VSB＝ΔDC
同时，补偿后的阈值电压为：
此外，由于N级逐级放大，因此DCOUT可以表示为：
DCOUT＝N×ΔDC
由此，阈值电压的补偿量△VTH可以表示为：
因此，对于k级阈值补偿，阈值电压的补偿量△VTH可以表示为：
由此可见，通过提高DCOUT/N(即△DC)或者提高k，可以使阈值电压降低的量更大。
(2)电路简单，无需使用额外的MOSFET和电容来补偿阈值电压，这是因为，通过将最开始的几个整流放大级的MOSFET的基极(衬底)连接在其之后的MOSFET上并且将最后面的几个整流放大级的MOSFET的基极(衬底)连接在其之前的MOSFET上，可以避免采用额外的MOSFET来对最开始和最后面的整流放大级的MOSFET进行阈值电压补偿。具体而言这通过如下措施来实现：对于各个整流放大级的电压逐渐升高的正向交流直流转换器而言，可以在前p个整流放大级中采用n型MOSFET并且在后m个整流放大级中采用p型MOSFET，使得前p个整流放大级中的每个整流放大级的n型MOSFET的衬底连接到该整流放大级之后的MOSFET上并且后m个整流放大级中的每个整流放大级的p型MOSFET的衬底连接到该整流放大级之前的MOSFET上，由此省去了附加的阈值电压补偿电路；同理，对于各个整流放大级的电压逐渐降低的正向交流直流转换器而言，可以在前p个整流放大级中采用p型MOSFET并且在后m个整流放大级中采用n型MOSFET，使得前p个整流放大级中的每个整流放大级的p型MOSFET的衬底连接到该整流放大级之后的MOSFET上并且后m个整流放大级中的每个整流放大级的n型MOSFET的衬底连接到该整流放大级之前的MOSFET上，由此省去了附加的阈值电压补偿电路。
同时，由于电路100采用了MOSFET而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度。
(3)本发明的电路所带来的沟道漏电负面效应更小。
(4)电路中不会超过RFOUT的电压，因此对工艺的耐压值要求更低。
虽然本发明的一些实施方式已经在本申请文件中予以了描述，但是对本领域技术人员显而易见的是，这些实施方式仅仅是作为示例示出的。本领域技术人员可以想到众多的变型方案、替代方案和改进方案而不超出本发明的范围。所附权利要求书旨在限定本发明的范围，并藉此涵盖这些权利要求本身及其等同变换的范围内的方法和结构。

Claims (9)

1.一种无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器，包括n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)，n为大于1的整数，所述n个整流放大级的电压依次升高或依次降低，每个整流放大级(T1，T2，…，Tn)各包括一个电容(C1，C2，…，Cn)和一个二极管(M1，M2，…，Mn)；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn)，则所述nMOSFET(M1，M2，…，Mn)的衬底连接到第一补偿节点，所述第一补偿节点为比当前整流放大级的电压高的整流放大级中的电容与二极管之间的节点；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mn)，则所述pMOSFET(M1，M2，…，Mn)的衬底连接到第二补偿节点，所述第二补偿节点为比当前整流放大级的电压低的整流放大级中的电容与二极管之间的节点；
其中当n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)的电压依次升高时，则n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)中的前p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且后m个整流放大级(T1，T2，…，Tm)的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mm)，并且当n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)的电压依次降低时，则n个整流放大级(T1，T2，…，Tn)中的前p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且后m个整流放大级(T1，T2，…，Tm)的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn)，其中1≤p<n且p为正整数，并且1≤m<n且m为正整数。
2.根据权利要求1所述的交流直流转换器，其中n个整流放大级的电压依次升高，并且第1个至第n-m个整流放大级(T1，T2，…，Tn-m)各包括一个电容(C1，C2，…，Cn-m)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)并且第n-m+1个至第n个整流放大级(Tn-m+1，Tn-m+2，…，Tn)各包括一个电容(Cn-m+1，Cn-m+2，…，Cn)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于2的整数，并且其中所有nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mn-m)的负极，并且其中所有pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mn-m+1，Mn-m+2，…，Mn)的正极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n-m且i为整数并且1≤k≤m且k为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi)的负极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+1)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+1)的正极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1)的正极与地(GND)连接；以及
c.第i个整流放大级(Ti)的nMOSFET(Mi)的衬底(B)与第i+k个整流放大级(Ti+k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+k)的负极连接，使得第i个整流放大级(Ti)的nMOSFET(Mi)的阈值电压降低；
其中对于第j个整流放大级(Tj),有下列连接关系成立，其中n-m+1≤j≤n且j为整数并且1≤k≤m且k为整数：
a.当j为奇数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极连接，并且当j为偶数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与地(GND)连接，另一端与第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极连接；
b.第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj)的负极与第j+1个整流放大级(Tj+1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj+1)的正极连接；以及
c.第j个整流放大级(Tj)的pMOSFET(Mj)的衬底(B)与第j-k个整流放大级(Tj-k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mj-k)负极连接，使得第j个整流放大级(Tj)的pMOSFET(Mj)的阈值电压降低。
3.根据权利要求1所述的交流直流转换器，其中n个整流放大级的电压依次降低，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且第p+1个至第n个整流放大级(Tp+1，Tp+2，…，Tn)各包括一个电容(Cp+1，Cp+2，…，Cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于2的整数，并且其中所有pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)的正极，并且其中所有nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mp+1，Mp+2，…，Mn)的负极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤p且i为整数并且1≤k≤p且k为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi)的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+1)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+1)的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1)的负极与地(GND)连接；以及
c.第i个整流放大级(Ti)的pMOSFET(Mi)的衬底(B)与第i+k个整流放大级(Ti+k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mi+k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mi+k)的正极连接，使得第i个整流放大级(Ti)的pOSFET(Mi)的阈值电压降低；
其中对于第j个整流放大级(Tj),有下列连接关系成立，其中p+1≤j≤n且j为整数并且1≤k≤p且k为整数：
a.当j为奇数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极连接，并且当j为偶数时，第j个整流放大级(Tj)的电容(Cj)的一端与地(GND)连接，另一端与第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极连接；
b.第j个整流放大级(Tj)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj)的正极与第j+1个整流放大级(Tj+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj+1)的负极连接；以及
c.第j个整流放大级(Tj)的nMOSFET(Mj)的衬底(B)与第j-k个整流放大级(Tj-k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)或p型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mj-k)正极连接，使得第j个整流放大级(Tj)的nMOSFET(Mj)的阈值电压降低。
4.根据权利要求1所述的交流直流转换器，其中p+m＜n，p+1至m-1个整流放大级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET，或，p+1至m-1个整流放大级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET。
5.根据权利要求4所述的交流直流转换器，每个整流放大级各包括一个电容和一个二极管。
6.根据权利要求5所述的交流直流转换器，
其中n个整流放大级的电压依次升高，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(M1，M2，…，Mp)，并且第m个至第n个整流放大级(Tm，Tm+1，…，Tn)各包括一个电容(Cm，Cm+1，…，Cn)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(Mm，Mm+1，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于3的整数，并且其中所有nMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的负极，并且其中所有pMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的正极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管的负极与地(GND)连接。
7.根据权利要求5所述的交流直流转换器，其中n个整流放大级的电压依次降低，并且第1个至第p个整流放大级(T1，T2，…，Tp)各包括一个电容(C1，C2，…，Cp)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET(M1，M2，…，Mp)并且第m+1个至第n个整流放大级(Tm+1，Tm+2，…，Tn)各包括一个电容(Cm+1，Cm+2，…，Cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET(Mm+1，Mm+2，…，Mn)，并且第n个整流放大级(Tn)的电容(Cn)的电压为直流输出电压(DCOUT)，其中n为大于2的整数，并且其中所有pMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的负极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pMOSFET的正极，并且其中所有nMOSFET的栅极(G)和漏极(D)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的正极，并且其源极(S)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nMOSFET的负极；
其中对于第i个整流放大级(Ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与交流输入电压(ACIN)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(Ti)的电容(Ci)的一端与地(GND)连接，另一端与第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极连接；
b.第i个整流放大级(Ti)的二极管的正极与第i+1个整流放大级(Ti+1)的二极管的负极连接，其中第1个整流放大级(T1)的二极管的负极与地(GND)连接。
8.根据权利要求1所述的交流直流转换器，其中所述交流直流转换器的交流输入电压(ACIN)是射频输入电压或者微波输入电压。
9.一种全波射频直流转换器，具有根据前述权利要求之一所述的交流直流转换器。
CN201711445807.6A 2017-12-27 2017-12-27 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器 Active CN108092528B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711445807.6A CN108092528B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711445807.6A CN108092528B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108092528A CN108092528A (zh) 2018-05-29
CN108092528B true CN108092528B (zh) 2019-11-01

Family

ID=62179730

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711445807.6A Active CN108092528B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108092528B (zh)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105610332A (zh) * 2015-12-23 2016-05-25 浙江大学 基于cmos工艺的阈值电压自补偿的rf-dc转换器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105610332A (zh) * 2015-12-23 2016-05-25 浙江大学 基于cmos工艺的阈值电压自补偿的rf-dc转换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
应用于双频段射频能量获取倍压整流器的设计;马宁;《中国 优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》;20160415(第4期);C042-134 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN108092528A (zh) 2018-05-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9768711B2 (en) RF-DC power converter
US10033183B2 (en) System and method for determining cost of website performance
US20120057373A1 (en) Boost-Forward-Flyback High Gain Converter
US20130155742A1 (en) Micro-power rectifier and method thereof
CN108631769A (zh) 宽电压范围输入接口
CN103138568A (zh) 整流电路及rfid芯片
EP1450476A3 (en) Power converter circuit
CN103262389A (zh) 电力接收装置及使用其的非接触式电力传送系统
CN105610332B (zh) 基于cmos工艺的阈值电压自补偿的rf-dc转换器
CN108092528B (zh) 无需附加补偿电路的具有阈值电压补偿的交流直流转换器
US20140197809A1 (en) Switching regulator including charge pump
US10644605B1 (en) Power supply device
CN108092530B (zh) 无需附加补偿电路的具有栅极偏置和衬底偏置的交流直流转换器
JP2018074817A (ja) 整流方法及び整流装置
US8937463B2 (en) Common-core power factor correction resonant converter
CN114301282B (zh) 一种基于耦合电感的高增益dc-dc变换器
CN105897012B (zh) 一种用于能量获取的双周期转换电路
CN108092531A (zh) 具有栅极偏置和衬底偏置的交流直流转换器
CN108075674A (zh) 具有阈值电压补偿的交流直流转换电路
CN210273868U (zh) 功率放大器、发射器及无线电力传输系统
CN107565812B (zh) 一种dc/dc转换器及能量获取系统
CN110120749B (zh) 电力转换器及芯片
TWI547081B (zh) 適用於迪克森電荷泵電路之靴帶電路與包含其之升壓系統
Sidhu et al. CMOS Rectifier Topologies for RF Energy Harvesting: A Review
TWI573381B (zh) 應用於無線功率傳輸系統之主僕式倍壓全波整流電路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant